印刷有机混合信号电路设计

5章 模拟和混合信号电路设计

摘要

本章详细描述了模拟和混合信号电路设计，特别聚焦于S2S印刷有机互补技术。展示了基于不同架构的多个基本构建模块的设计与表征。在讨论了简单的差分OTA之后，演示了一种利用失调消除技术的无失配比较器。该电路能够在40伏特的Vdd下分辨低至50毫伏的差分输入电压：这对于印刷电子而言具有显著的灵敏度。同时展示了一款印刷DAC，这是首次实现的印刷DAC。该DAC基于“R‐2R”电阻网络，在4位分辨率等级下实现了最大积分非线性为0.04最低有效位。此外，研究了印刷二极管连接OTFTs的高频特性，并提出了一种四级整流器。

5.1 引言

如第1.2节所述，单极性有机技术的特性在多个方面限制了模拟电路的性能。已实现了一些有机放大器[1–3], ，并采用了一些技术来提高模拟电路的可靠性与性能[4–6]。所有这些技术均基于双栅OTFT的使用。双栅OTFT技术还分别被用于[7]和[8]中以实现首个Δ‐Σ模数转换器和基于压控振荡器的ADC。然而，采用薄膜晶体管（TFTs）实现的模拟与混合信号电路的技术现状仍处于探索阶段。

缺乏可靠的模拟电路阻碍了智能传感器和射频识别标签等全集成混合信号系统的实现，而这些系统原本将是有机印刷工艺等低成本、高吞吐量技术极具吸引力的应用领域。

利用互补技术可以促进模拟和混合信号设计，这种技术确实能够使用众所周知的CMOS电路拓扑结构，有望提高性能和鲁棒性。例如，开关电容架构被用于[9]实现基于反相器的比较器以及用于逐次逼近型ADC的C‐2C数模转换器。互补有机技术中的单级放大器已经

5.2 S2S技术中的模拟设计

印刷技术主要用于制造数字电子器件或大面积开关矩阵[12–17]。这主要是由于良率较低，尤其是印刷型有机薄膜晶体管（OTFTs）典型存在的较大失配，这种失配源于印刷工艺固有的空间相关性较差。此外，通常情况下，全印刷型OTFTs的性能相比真空沉积或基于光刻工艺的OTFTs更差[11]。

我们从第5.2.1节中的简单OTA开始，以表征基于印刷OTFT的模拟电路的性能。然后在第5.2.2节和5.2.3节中分别展示几种比较器和一个数模转换器。这些电路是我们用于实现计数型模数转换器（将在第7章讨论）的基本模块。

第5.2.4节中讨论的比较器、包络检波器和整流器的设计为实现RFID射频接口（将在第8章讨论）奠定了基础，包括对输入载波的调幅解调，这对于读写器先发言协议是必不可少的。1基于部分实测比较器和包络检波器的调幅解调器仿真在第5.2.5节中给出。

我们为S2S技术设计的一些掩模组中包含了不同复杂程度的模拟电路。设计和仿真基于第3.3节所述的模型。图5.1展示了第三个设计的箔片（PEM2a），其中包含本章讨论的一些模拟基本构建模块。

在“读写器先发言”的RFID系统中，读写器发送一个激励场（通常为射频的载波信号），并用呼叫消息对该载波信号进行调制，然后发送给应答器。标签需要先对这个呼叫消息进行解调并读取（通常采用调幅调制，因其结构简单），再决定是否向读写器回应。而在“标签先发言”系统中，读写器仅发送无调制的激励场，标签一旦将该激励场转换为电能，便立即发送响应。

通用测量设置与第4.2节中所述并如图4.2所示的类似。值得注意的是，所有测量均在空气中进行，并且测量持续了数周时间。由于S2S OTFTs（源极‐源极有机薄膜晶体管）具有较大的阈值电压，S2S模拟电路通常在40伏特或更高的电源电压下进行测量。本文讨论了采用S2S技术的第一代和第二代版本实现的电路。

5.2.1 运算跨导放大器

我们首先设计了一个采用电流镜有源负载的简单差分放大器，如图5.2所示。该电路使用第一代和第二代技术制造。

Gen.1：在第一代技术中制造的运算跨导放大器的仿真和测量结果如图5.3[18]所示。电路被准静态地测量，其中一个输入（Vin+）设置为特定电压，另一个输入（Vin−）从0到40伏特来回扫描。测量结果展现了不同Vin+值（即15、20和25伏特）以及外部偏置电流为0.3 μA时的情况。在这种情况下，放大器表现出相对较低的失调电压（良好的有机薄膜晶体管匹配），但由于偏置下有机薄膜晶体管特性的漂移，存在约1伏特的迟滞。当Vin+为20伏特时，测得的放大器增益约为29分贝。

第二代：图5.4展示了使用第2代技术制造的同一运算跨导放大器的三个样本的测量结果[19]。该电路在准静态条件下进行测量，其中一个输入（Vin+）被设置为特定电压，而另一个输入（Vin−）则在0到40伏特之间来回扫描。施加了2 μA的外部偏置电流（Ibias），并测量了偏置节点和输出节点的电压。增益范围为25.1到28分贝，与第一代OTA较为接近。需要注意的是，第一代和第二代OTA均工作在亚阈值区，在该区域本征电压增益较高，并直接受亚阈值摆幅的影响（通常第一代OTFT的亚阈值摆幅略优）。

在测量样本中，输出失调范围为1.5到4伏特。与测得的第一代OTA相比，这些第二代OTA表现出更大的失调电压。此前研究表明，基于OTFT特性表征与建模以及相应的蒙特卡洛仿真结果（图4.3），第二代OTFTs相较于第一代OTFTs具有更大的变化。该测量结果可能表明第二代OTFTs的匹配性较第一代更差。然而，在得出此类结论之前，还需要进行更多的表征工作。

S2S技术中其他OTA的直流和交流测量结果如[20]所示。

5.2.2 比较器

在有机技术中设计比较器时，需要考虑若干设计因素。在差分结构中，相对较大的器件失配会导致大失调电压。一个例子是图5.2a中的运算跨导放大器，可用作非常简单的差分比较器。然而，在该结构的不同样本中测得的失调电压显著偏高（见图5.4）。用于差分放大器的失调电压消除方案需要多个电容和开关，这可能导致良率问题。因此，可能更希望采用一种更简单的方法。

我们研究了S2S技术的第一代和第二代版本的不同架构。

第一代：我们设计了如图5.5a所示的两级OTA，用作开环比较器。该比较器的静态和动态行为在40伏特电源电压、30伏特共模电压和0.15 μA偏置电流下测得。图5.5b显示了静态仿真与测量结果，其中负输入（Vin−）设置为30伏特，正输入（Vin+）进行扫描。实现的增益为40分贝，测得的输入失调电压在此情况下为2伏特。

对于图5.5c所示的动态测量，Vin−设置为30伏特，并在Vin+上施加了1赫兹的脉冲信号。测得的全摆幅上升时间和下降时间分别为40毫秒和10毫秒。由于测量仪器的存在，输出节点处的总负载电容为37皮法。这些动态测量结果证实，为了获得可接受的比较器精度，必须采用失调电压消除技术。实际上，在模数转换器中使用的该比较器，若假设输入满量程等于电源电压，则观测到的2伏特失调电压仅对应约2位的最佳情况下的最大有效位数（ENOB）。

第二代：为第二代设计的简单动态比较器的原理图如图5.6a所示。选用了一种非差分且对器件失配不敏感的架构，以避免由于印刷技术特有的器件失配导致印刷电路可能出现的大失调问题。

当时钟Clk为高电平（复位阶段）时，传输门S1和S2使反相器处于单位增益状态，并将电容C充电至负输入端（Vin−）与反相器翻转点之间的电压差。当时钟Clk变为低电平（比较阶段）时，传输门S3将电容C的上极板连接到Vin+，此时电容C上的信号电压（等于(Vin+ − Vin−)）被反相器放大。

图5.6b, c显示了比较器在50赫兹和20赫兹时钟频率下以及不同输入值（Vin = Vin+ − Vin−）下的动态测量结果[19]。该简单比较器能够检测低至200毫伏的输入信号，如图5.6c所示：对于印刷电路而言，这是一种显著的性能。需要强调的是，这之所以可行，是因为互补技术使得可以使用传输门和简单的失调消除策略。

该方案对输入端的缓慢共模干扰具有较强的抗干扰能力，但对电源噪声，具有非差分特性。然而，由于其薄膜晶体管数量较少，使其成为S2S技术技术现状下的理想候选方案，而该技术目前仍受到相对较高的缺陷率影响。

图5.6a所示的零失调反相器型比较器采用自偏置结构，并具有轨到轨共模输入范围，但由于互补反相器存在较大的寄生电容（在印刷技术中更为严重）以及多个开关引起的电荷注入，需要在输入端使用相当大的交流耦合电容器[9]。若采用该架构级联以实现更高的增益，如[9]所示，则会显著增加比较器的面积并影响其良率。为避免此类问题，我们采用图5.6a所示架构作为第一级，第二级则采用基于电流复制器的比较器[21]。该电路如图5.7所示。

该比较器的工作原理如下：在复位阶段（时钟为高电平），反相器工作于单位增益状态，Vtrip施加到P0的栅极，因此P0的电流取决于Vtrip。该电流被复制到在此阶段处于二极管连接的晶体管N1中（电流复制器）。在比较阶段（时钟为低电平），Vin+ − Vin−（CS1两端的电压）被第一级反相器放大A倍（Vout1= A1(Vin+ − Vin−)）。同时S4断开，N1的栅源电压由电容CS2保持。因此，虽然N1试图维持与当时钟为高电平时相同的电流值，但P0的栅极电压现在为A1(Vin+ − Vin−)。这种情况导致在输出节点（Out2）发生电流比较，从而使比较器的输出变为Vdd或地。

为了分析该比较器各级的增益，我们需要考虑图5.8中所示的寄生电容，这些大寄生电容出现在比较器第一级和第二级的简化原理图中。第一级和第二级的稳态增益可分别根据公式(5.1)和(5.2)写出：

$$
\frac{V_{out}}{V_{in}} \approx \frac{C_S}{C_P + C_{GD}}
$$

$$
\frac{V_{out}}{V_{in}} \approx \frac{g_m}{g_n} \cdot \frac{C_S}{C_P + C_{GD}}
$$

电容CS1-2和CP1-3如图5.8所示，CGD是OTFTs的栅漏电容，gm、p和gm分别为p型和n型OTFTs P0和N1的跨导，为简化起见，假设它们相等。此外，尽管p型和n型OTFTs采用了1/2的比例，但假设OTFTs的寄生电容相等。这一假设是合理的，因为寄生电容的主要部分与半导体岛的面积有关，而这些OTFTs的该部分面积相等（见公式3.10）。

公式(5.1)和(5.2)表明，为了实现相同的增益，CS1需要比CS2大两倍以上。通常，CS1的选择不仅基于增益要求，还要考虑最小化输入节点（图5.8中的In1）处开关的时钟馈通和电荷注入效应。这些效应会显著影响比较器的灵敏度，并且在连接了三个开关的电容CS1上比在仅连接一个开关的CS2上更强。在我们的设计中，CS1和CS2分别为500皮法和50皮法。

值得注意的是，寄生电容CP1和CP2在减小由于“保持”节点G1和G2处的电荷注入和时钟馈通所引起的电压波动方面起到了积极作用。实际上，节点G1和G2处由开关电荷注入引起的电压变化，我们分别用ΔVg1和ΔVg2表示，可以表达为

$$
\Delta V_{g1} = \frac{q}{C_S + A_1 C_P}
$$

$$
\Delta V_{g2} = \frac{q}{C_S + A_2 C_P}
$$

q是注入电荷，A1和A2分别是从G1和G2到输出节点Out1和Out2的直流增益，其值分别为(gm,p+ gm,n)Rout1和gm,nRout2。

电流复制比较器的一个重要缺点是其输入范围有限，但在本例中这并不是问题，因为第二级的偏置点由反相器的翻转点固定。

图5.7中两级比较器的一个样本的测量结果如图5.9所示。此处展示了节点Out和Out2在fClk= 70赫兹和Vin=+0.4 V以及−0.4 V时的电压。输出在时钟低电平阶段有效，并在3 ms内稳定。已对其他比较器样本进行了测量，表现出类似的性能。具体而言，在70赫兹下最小可分辨输入为±0.3 V的比较器，在20赫兹测量时能够分辨输入端50 mV的变化。在较低时钟频率下获得更高精度并不意外，因为小输入过驱动总是导致较慢的比较器响应（即所谓的比较器时间游走）。该测量结果如图5.10所示，证明尽管印刷型有机薄膜晶体管存在较大的参数变化，仍可通过简单而有效的架构实现高达0.16 LSB的灵敏度（在40V电源下7位分辨率水平，对应50 mV）。

同一比较器样本还在20伏特的电源电压下进行了测量，而不是通常值40伏特，在fClk为20赫兹时实现了200毫伏的灵敏度。因此，根据所需速度，该架构也可以在较低的电源电压下工作并保持合理精度。与基于SC OTA的架构相比，这是一个重要优势，例如[20]中所述的架构，在相同技术下其最小电源电压为50 V。

5章 模拟和混合信号电路设计

5.2.3 数模转换器

作为模数转换器（ADC）中常用的组件，数模转换器（DAC）通常对ADC系统的线性度具有主导影响[22]。在印刷电路中，使用电容器或电阻器作为DAC的主要元件，相较于印刷型有机薄膜晶体管，能够通过实现更好的匹配来改善该线性度。实际上，电阻器或电容器的电学特性相比OTFTs依赖更少的工艺步骤和材料特性，因此电阻器和电容器通常比TFTs具有更好的匹配性。

由于在S2S工艺中使用电容器因在有机电路典型的低频（~100赫兹）下存在漏电流而不切实际，因此更倾向于使用电阻器。此外，S2S技术中电阻器的高电阻率（标称值为35 kΩ/平方）使得与基于电容器的方案相比，可以使用更小的面积。

我们设计并实现了一个4位R‐2R数模转换器，如图5.11a[22, 23]所示。单位电阻（6兆欧）的尺寸被选择为确保DAC输入端所用反相器的导通电阻对ADC的线性度的影响可忽略不计。

并且不限制系统电路的速度（t= =RCL ms0 1.）。举例来说，为了达到可接受的精度，比较器的时钟周期（tclk）为14毫秒。

对三个不同箔片上的数模转换器样本进行了测量，在最佳情况下，最大积分非线性（INLmax）为0.05最低有效位，最大差分非线性（DNLmax）为0.04最低有效位[23]。图5.11b显示了该样本的实测DNL和INL，并总结了三个样本的测量结果。在最坏情况下，最大DNL为0.24最低有效位，最大INL为0.42最低有效位 [22]。

最佳样本在20伏特下测量，4位时的积分非线性max为0.07最低有效位，约等于0.1伏特。这几乎与在40伏特下测量的数模转换器结果相等（略优，可能由于测量误差），后者积分非线性max为0.125伏特。这表明印刷电阻器非线性占主导地位，而反相器电阻（受电源电压影响）的影响可忽略不计。因此，可以在较低电源电压下使用R‐2R数模转换器并实现合理的性能。

4位R‐2R数模转换器的原理图)

5.2.4 整流器

OTFT面临的一个重要挑战是高频（HF）性能和整流效率，这对于诸如无源RFID中的射频能量收集等应用至关重要。事实上，由于迁移率通常不超过0.5–1 cm²/V s[24, 25]，且寄生电容较大，有机TFT在几兆赫以上的频率下工作具有挑战性。此外，OTFT典型的高阈值电压会显著影响整流器的功率转换效率（PCE）。最先进的有机整流器采用垂直肖特基二极管[26, 27]或二极管连接型有机薄膜晶体管。前者由于有机半导体层非常薄，在工作频率方面表现出最佳性能。当需要将整流二极管集成到完整的RFID系统中时，后者更受青睐，因为它避免了特定的工艺步骤，并可重复使用OTFTs[26]。然而，在这种情况下，整流器性能受到大沟道长度的影响，从而导致载流子在沟道中的飞行时间较长²。这一问题在印刷型有机薄膜晶体管中尤为严重（其实际最小沟道长度为10 μm）。由于沟道外半导体岛引起的极大寄生电容，进一步影响了用作高频整流器的OTFT性能。

为了通过实验研究用作高频射频识别频率（13.56兆赫）整流器件的S2S印刷有机薄膜晶体管的性能，我们在不同的输入和负载条件下测量了带有外部负载的二极管连接型有机薄膜晶体管。用于整流器表征的测量装置如图5.12[18]所示。测量通过Cascade Summit 12000探针台在箔片上进行。

直流输出电压使用半导体参数分析仪进行测量。所提出的装置优于电阻负载配置，因为它能够在恒定负载电流（IL）下对不同输入信号幅度进行表征。还在不同输入频率下探索了整流器的性能。使用了一个离散的电容CL，值为100纳法。测量在S2S技术的第一代和第二代版本中均进行。

²根据迁移率的定义，假设沟道中的电场恒定，我们有t_L = L²/(2μV_DS)。

第一代 ：对于第一代，由于p型晶体管具有更好的迁移率，因此被用作整流器件。该OTFT的宽度和长度分别为36,000 μm和10 μm。为了获得更好的频率特性，采用了最小沟道长度，尽管在其他数字和模拟电路中采用的最小沟道长度为20 μm。

图5.13显示了第一代整流器在不同频率（100赫兹至13.56兆赫）和负载电流（0–100纳安）下的测得的输出电压（绝对值）。在这些测量中，输入信号的平均值为VM = −25 V，峰峰值为VPP = 30 V，因此整流器所承受的峰值电压为−40 V。在准静态频率（100赫兹）下，且当整流器未输出电流时（IL = 0），电压从峰值下降的幅度接近Vb，即开始强积累所需的栅源电压，对于p型第一代OTFT而言等于−3.7 V（见公式3.4和3.5以及表3.2）。即使仅输出极小的电流（10和100纳安），也会由于沟道电阻率的存在而导致输出电压下降更明显。

通过提高频率，实际整流器性能会下降，而与负载电流无关。在约10千赫兹（此处称为拐点频率）时，IL为100纳安时的整流输出电压相较于低频值开始显著下降。如图5.13所示，低频性能可通过仿真良好估计，而模型对较高频率下的性能退化预测不佳。事实上，该模型未包含高频效应，例如有效迁移率降低，这可能是由于载流子可用于跳跃的时间显著减少，导致跳跃传输效率降低所致。在13.56兆赫时，当分别在10纳安和100纳安负载电流下测量时，整流输出电压分别下降10%和18%。这些结果显然取决于晶体管宽度。

整流器的特性在图5.14中进一步探讨，该图显示了两种不同VPP值（15和30伏特）在开路条件（IL = 0 A）下的整流器输出电压。总体趋势与第一代中观察到的相似。同样，当频率较高时，较高的Vpp效果较差。然而，在13.56兆赫时输出值之间仍存在显著差异，特别是对于p型整流器。换句话说，由于迁移率更高，较高的过驱动电压在第二代整流器中更有效。因此，即使在高频下，使用阈值电压抵消技术仍可改善第二代整流器的性能。

第二代 ：在S2S技术的第二代版本中，OTFT迁移率相较于第一代提高了约10倍，因此晶体管的高频性能有望得到提升。因此，我们使用了具有宽度为2000 μm和长度为10 μm的p型和n型二极管连接型有机薄膜晶体管，并以与第一代OTFT类似的方式测量了相应的整流器。在特定的S2S薄膜上测量了多个样本，结果相似。

图5.15显示了第二代整流器在不同频率（从100赫兹到13.56兆赫）和负载电流（p型为0–100纳安，n型为0–10纳安）下的测得的输出电压。在这些测量中，输入信号的平均值为VM = ±25伏特，峰峰值为VPP = 30伏特（以使n型有机薄膜晶体管的峰值达到+40伏特，p型有机薄膜晶体管的峰值达到−40伏特）。

对于两种类型的晶体管，在准静态频率（100赫兹）且无输出电流（IL = 0）的情况下，输出电压相对于峰值的电压降接近Vb，其标称值在第二代中为n型OTFTs 7.3伏特，p型OTFTs −5.4伏特（见表3.4）。在此情况下，当负载电流IL为100纳安时，整流输出电压开始显著下降的频率（拐点频率）约为p型100千赫兹，n型10千赫兹（这可由迁移率差异解释）。

在开路条件（IL = 0 A）下，两种不同VPP值（15和30伏特）时的整流器输出电压如图5.16所示。总体趋势与第一代中观察到的相似。同样，当频率较高时，较高的Vpp效果较差。然而，在13.56兆赫时输出值之间仍存在显著差异，特别是对于p型整流器。换句话说，由于迁移率更高，较高的过驱动电压在第二代整流器中更有效。因此，即使在高频下，使用阈值电压抵消技术仍可改善第二代整流器的性能。

为了进一步比较第一代和第二代的结果，必须考虑整流器中所用晶体管的尺寸（W/L）（分别为2000 μm/10 μm和36,000 μm/10 μm）。可以得出结论：在相似的电流密度下，第二代整流器的输出电压明显高于第一代。此外，如图5.13和5.15a所示，p型第二代整流器的拐点频率高出一个数量级。

需要指出的是，整流二极管的性能受到迁移率和亚阈值斜率的显著影响，而这些参数在不同箔片上会有显著变化。因此，整流器在不同箔片上的性能差异较大。

在第2代中，我们还设计并测量了一种基于迪克森电荷泵的四级整流器[28]，仅使用单端交流输入源。图5.17a展示了一个简单的两级电荷泵（电压倍增器），采用二极管连接的p型OTFT（由于其在S2S技术中的迁移率优于n型有机薄膜晶体管）。直流输入已接地，符合无源收集应用的要求。由于此类电路的性能受晶体管阈值电压的影响较大，因此通常采用阈值电压抵消技术，如图5.17b所示的简化原理图所示。

由于在S2S技术中阈值电压相当高（约20伏特），因此已在我们所示的整流器中采用了[29, 30]中所述的阈值抵消技术，如图5.18a所示。类狄克森电荷泵整流链中各节点的电压波形具有相等的交流幅度、交替的相位以及逐步增加的直流分量。这些电压波形的固有特性可用于在晶体管的栅极与漏极端子之间产生偏置偏移，其方式类似于图5.17b所示。这会产生类似于降低OTFT阈值电压[30]的效果。

如图5.18a所示，在我们的四级整流器中，p型OTFT的栅极未与其漏极短接，而是连接到链上的另一个节点，该节点提供相同交流相位但更低的直流电压。例如，晶体管M2和M3的栅极分别连接到V0（地）和V1。对于M4，其栅极可以连接到V2或V0，即链中的节点，这些节点提供的直流电压低于M4漏极处的电压（Vout）。在此电路中，栅极连接到V0，其直流电压相比V1更低。这种选择使M4具有更高的VGS，特别适用于低峰峰值输入，但当Vout超过OTFT阈值电压时，可能导致M4产生较大的反向电流。链中的第一个OTFT（M1）为n型，因此其栅极可连接到由该链生成的较高直流电压（p型OTFT必须保持二极管连接）。与M4类似，M1的栅极可以连接到Vout或V2，而在此情况下选择了Vout。该阈值抵消技术结合多级方法，用于在较低峰峰值输入电压下实现合理的Vout。

图5.18b显示了整流器在不同负载和输入条件下的实测Vout。具体而言，在13.56兆赫时，带1 MΩ负载（RL）的整流器在输入峰峰值电压（Vin,pp）为75 V和60 V时，分别产生40伏特和24伏特的输出电压。需要注意的是，此时输入射频波的平均值为0伏特，这与实际射频识别标签中的情况相同。如第8章所述，我们预期的射频识别标签负载约为1 MΩ。因此，该整流器能够产生所需的电压（高达40伏特），以供给高频射频识别标签工作，尽管其需要相对较大的峰峰值输入电压。

5.2.5 调幅解调器

解调是基于“读写器先发言”标准概念的射频识别标签等应用中的使能功能，其中射频识别标签必须具备接收来自读写器的使能消息的能力（如“静默标签”）。调幅解调器的主要基本构建模块如图5.19a所示，包括一个高频包络检测器和一个电压比较器。包络检波器从高频载波中提取低频包络，而比较器则将包络信号转换为全幅输出的数据流，从而提供解调信号。

这里我们首先采用测得的第一代包络检波器（图5.12）和两级连续时间比较器（图5.5）来仿真一个完整的AM解调系统。包络检波器由整流器件和RC串联负载实现，该RC串联负载根据包络频率选择，以在电压域提供一阶低通滤波。此次仿真是为了研究当这些测得的基本构建模块组合成图5.19a所示的调幅解调器时的功能。

仿真结果如图5.19b[18]所示，其中在输入端施加了80-V p-p信号。选择的数据速率为10赫兹，该值基于比较器测量结果是合理的。仿真的载波频率设置为10千赫兹，因为在此频率下，包络检波器的仿真和测量结果非常接近。

在此频率下，调制指数为30%已足够大，能够超过比较器的失调电压并实现正确的功能。图5.19b的最下方图形显示了当采用单级运算跨导放大器（图5.2a）或两级OTA（图5.5a）作为比较器时，比较器的输出。

在实际应用所需的高频下，包络检波器的性能会下降，需要提高调制指数。为了避免提高调制指数（这在读取距离方面带来不便，并且要求标签上使用较大的直流储能电容），有必要改善电路性能。从技术角度来看，可以通过提高OTFT迁移率（正如在第二代中已经实现的那样）并降低其阈值来实现。从电路角度而言，可以采用包含阈值抵消的整流方案来减小阈值电压对包络检波器的负面影响。失调在共模比较器也可以通过例如自动调零技术来减小。为了进一步研究这些电路在高频下实际应用中的性能，需要建立一个能够考虑电荷传输特性对OTFTs高频性能影响的模型。这是一个复杂的建模问题，超出了本工作的范围，有待进一步研究。

用于恢复调幅调制数据的解调器结构)

5.3 W2W运算跨导放大器

在W2W掩模中包含了类似于S2S技术中的简单单级运算跨导放大器，以对W2W OTFT技术中的模拟电路性能进行基本评估。图5.20a所示的运算跨导放大器采用n型输入差分对（在W2W中，其迁移率优于p型OTFTs）。

图5.20b展示了两个运算跨导放大器样本的测量结果。该电路在准静态条件下进行测量，其中输入+被设置为特定电压，另一个输入在0到10伏特之间来回扫描。施加了1 μ安培的外部偏置电流（Ibias），并测量了偏置节点和输出节点的电压。测得的最大输出失调电压和迟滞分别为0.3伏特和0.15伏特。该失调电压在4位分辨率和10伏特电源条件下约相当于0.5个最低有效位。增益范围为34至36.4分贝（工作于亚阈值区）。这表明W2W技术具有实现相对高增益且失调电压合理的运算跨导放大器的潜力。然而，使用基于开关电容的拓扑结构可能会因开关存在常开的可能而导致电路不可靠（见第4.3.3节）。

采用W2W技术实现的运算跨导放大器原理图)

5.4 模拟设计亮点

在本章中，我们展示了通过使用简单的非差分架构并结合消偏技术，可以在包含互补型晶体管的印刷有机技术中实现精度非常高的电路。将线性电阻器与这些技术结合使用，可以使我们实现足够高的精度，以满足有机电子学所针对的应用需求。S2S OTFTs还可用于无源RFID标签系统中的高频整流器和包络检波器，以实现能量收集和射频数据接收。