有机印刷电路中的模拟与混合信号设计

5章 模拟和混合信号电路设计

图5.1 包含多个基本单元（PEM2a）的箔片照片。部分模拟模块单独列出：（1）两级运算跨导放大器/比较器（图 5.5），（2）包络检波器，（3）单级OTA，（4）两级反相器型比较器（图 5.7），以及（5）R‐2R数模转换器。其余大部分模块为数字的

5.1 引言

如第1.2节所述，单极性有机技术的特性在多个方面限制了模拟电路的性能。已实现了一些单极性有机放大器[1–3], ，并采用了一些技术来提高模拟电路的可靠性与性能[4–6]。所有这些技术均基于双栅OTFT的使用。双栅 OTFT技术还分别被用于[7]和[8]中，以实现首个Δ‐Σ模数转换器和基于压控振荡器的ADC。然而，采用有机薄膜晶体管（TFTs）实现的模拟与混合信号电路的研究现状仍处于开创阶段。

可靠模拟电路的缺乏阻碍了智能传感器和射频识别标签等全集成混合信号系统的实现，而这些系统原本将是有机印刷工艺等低成本、高吞吐量技术极具吸引力的应用。

利用互补技术可以促进模拟和混合信号设计，这种技术确实能够使用众所周知的CMOS电路拓扑结构，有望实现性能和鲁棒性提升。例如，开关电容架构被用于[9]实现基于反相器的比较器和用于逐次逼近型ADC的C‐2C数模转换器。在互补有机技术中的单级放大器已经

5.2 S2S技术中的模拟设计

印刷技术主要用于制造数字电子器件或大面积开关矩阵[12–17]。这主要是由于良率较低，尤其是印刷型OTFTs通常存在较大的失配，这是由印刷工艺本身固有的空间相关性低所导致的。此外，一般来说，全印刷OTFTs的性能比真空沉积或基于光刻工艺的OTFTs更差[11]。

我们从第5.2.1节中的简单OTA开始，以表征基于印刷OTFT的模拟电路的性能。然后在第5.2.2节和5.2.3节中分别展示几种比较器和一个数模转换器。这些电路是我们实现计数型模数转换器（将在第7章讨论）所用的功能模块。

第5.2.4节中讨论的比较器、包络检波器和整流器的设计为实现RFID无线电接口（将在第8章讨论）奠定了基础，包括对输入载波进行调幅解调，这对于读写器先发言协议是必不可少的。1基于部分实测的比较器和包络检波器的调幅解调器仿真在第5.2.5节中给出。

我们为S2S技术设计的一些掩模组中包含了不同复杂程度的模拟电路。设计和仿真基于第3.3节所述的模型。图5.1展示了第三个设计的箔片（ PEM2a），其中包含本章讨论的一些模拟基本单元。

在“读写器先发言”的RFID系统中，读写器发送一个激励场（通常为射频的载波信号），并用呼叫消息对该信号进行调制，然后发送给应答器。标签需要先对这一呼叫消息进行解调和读取（通常采用调幅调制，因其结构简单），再决定是否向读写器回应。而在“标签先发言”系统中，读写器仅发送无调制的激励场，标签一旦将激励场转换为电能，便立即发送响应。

通用测量设置与第4.2节中所述并如图4.2所示的类似。值得注意的是，所有测量均在空气中进行，并且测量持续了数周时间。由于S2S OTFTs具有较大的阈值电压，S2S模拟电路通常在40伏特或更高的电源电压下进行测量。

本文讨论了采用S2S技术的第一代和第二代版本实现的电路。

5.2.1 运算跨导放大器

我们首先设计了一个带有电流镜有源负载的简单差分放大器，如图 5.2 所示。该电路使用第一代和第二代技术制造。

图5.2 运算跨导放大器原理图

第一代：

在第一代技术中制造的运算跨导放大器的仿真和测量结果如图5.3[18]所示。电路通过准静态方式进行测量，其中一个输入（Vin+）设置为特定电压，另一个输入（Vin−）在0到40伏特之间来回扫描。测量结果展示了不同Vin+值（即15、20和25伏特）以及外部偏置电流为0.3 μA时的情况。在这种情况下，放大器显示出相对较低的失调电压（良好的有机薄膜晶体管匹配），但由于偏置下有机薄膜晶体管特性漂移，存在约1伏特的迟滞。当Vin+ 为20伏特时，测得的放大器增益约为29分贝。

第二代：

图 5.4 展示了采用第二代技术制造的同一运算跨导放大器三个样本的测量结果 [19]。该电路在其中一个输入端（Vin+ ）设置为特定电压，而另一个输入端（Vin− ）为准静态测量，在0到40伏特之间来回扫描。施加了2 μA的外部偏置电流（Ibias），并测量了偏置节点和输出节点的电压。增益范围为25.1 到 28 分贝，与第一代OTA较为接近。需要注意的是，第一代和第二代OTA均工作在亚阈值区，在该区域本征电压增益较高，并直接受亚阈值摆幅的影响（通常第一代OTFTs的表现略优）。

在测量样本中，输出失调范围为1.5到4伏特。与测得的第一代OTA相比，这些第二代OTA表现出更大的失调电压。此前研究表明，基于OTFT表征与建模以及相应的蒙特卡洛仿真结果（图4.3），第二代OTFTs相较于第一代 OTFTs具有更大的变化。该测量结果可能表明第二代OTFTs的匹配性较第一代更差。然而，在得出此类结论之前，还需要进行更多的表征工作。

S2S技术中其他OTA的直流和交流测量结果如[20]所示。

图5.3 第一代OTA仿真与测量：在不同Vin+值下测得的输出电压与输入电压（Vin−）的关系。仿真结果显示了当Vin+等于20伏特时的情况。Ibias为0.3 μA

图5.4 在两个不同箔片上的两块第二代OTA样本的测量结果：当In+设置为25 V且In−处电压被扫描时，测量偏置节点和输出节点处的电压。Ibias为2 μA

5.2.2 比较器

在有机技术中设计比较器时，需要考虑多个设计因素。在差分结构中，相对较大的器件失配会导致大失调电压。例如图5.2a中的运算跨导放大器，可用作非常简单的差分比较器。然而，在该结构的不同样本中测得的失调电压显著偏高（见图5.4）。用于差分放大器的失调电压消除方案需要多个电容和开关，这可能导致良率问题。因此，可能更希望采用一种更简单的方法。我们研究了S2S技术的第一代和第二代版本的不同架构。

第一代：

我们设计了如图 5.5a 所示的两级OTA，用作开环比较器。该比较器的静态和动态行为在40伏特电源电压、30伏特共模电压和0.15 μA偏置电流下测量。图5.5b显示了静态仿真与测量结果，其中负输入（Vin−）设置为30伏特，正输入（Vin+）进行扫描。实现的增益为40分贝，测得的输入失调电压在此情况下为2伏特。

对于图 5.5c 所示的动态测量，Vin−设置为30伏特，并在Vin+上施加了1赫兹的脉冲信号。测得的完全摆动上升时间和下降时间分别为40毫秒和10毫秒。由于测量仪器在输出节点引起的总负载电容为37皮法。这些动态测量结果证实，为了获得可接受的比较器精度，必须采用失调电压消除技术。实际上，在模数转换器中使用的该比较器，若假设输入满量程等于电源电压，则观测到的2伏特失调电压仅对应约2位的最佳情况下的最大有效位数（ENOB）。

第二代：

为第二代设计的简单动态比较器的原理图如图 5.6a 所示。选择了一种非差分且对器件失配不敏感的架构，以避免由于印刷技术特有的器件失配导致印刷电路可能出现的大失调问题。

当时钟 Clk 为高电平（复位阶段）时，传输门 S1 和 S2 使反相器处于单位增益状态，并将电容 C 充电至负输入端（Vin−）与反相器翻转点之间的电压差。当时钟 Clk 变为低电平（比较阶段）时，传输门 S3 将 C 的上极板连接到 Vin+，而跨在 C 上的信号电压（等于 (Vin+ − Vin−)）被反相器放大。

图 5.6b, c 显示了比较器在 50赫兹和20赫兹 时钟频率下以及不同输入值（Vin = Vin+ − Vin− ）下的动态测量结果 [19]。该简单的比较器能够检测低至 200毫伏 的输入信号，如图 5.6c 所示：对于一个印刷电路而言，这是非常出色的性能。需要强调的是，这得益于互补技术使得可以使用传输门和简单的失调消除策略。该方案对输入端的缓慢共模干扰具有较强的抗干扰能力，但对电源噪声，因其非差分特性。然而，由于其薄膜晶体管数量较少，使其成为S2S技术研究现状下的理想候选方案，而该技术目前仍受到相对较高的缺陷率影响。

图5.5 (a) 在第一代工艺中制造的比较器原理图，(b) 在Vin− = 30 V 和 Ibias= 0.15 μA 条件下的准静态测量，(c) 在频率f clk为1赫兹时的动态测量

图5.6 (a) 在第二代工艺中制造的基于反相器的比较器的原理图，(b) 在 f clk= 50赫兹 和 Vin= ±5, ±1伏特 下的比较器测量结果，(c) 在 f clk= 20赫兹 和 Vin= ±0.2伏特 下的比较器测量结果

图 5.6a 所示的基于零失调反相器的比较器具有自偏置和全摆幅共模输入范围，但由于互补反相器的寄生电容较大（在印刷技术中更为严重）以及多个开关引起的电荷注入，需要在输入端使用相当大的交流电耦合电容器。采用该结构的级联形式以实现更高增益，如 [9] 中所示，会显著增加比较器的面积并影响其良率。为避免这些问题，我们采用图 [9] 5.6a 的结构作为第一级，第二级则采用基于电流复制器的比较器 [21] 。该电路如图 5.7 所示。

该比较器的工作原理如下：在复位阶段（时钟高电平），反相器工作在单位增益状态，Vtrip 施加到P0的栅极，因此P0的电流取决于 Vtrip。该电流在（此阶段）处于二极管连接状态的晶体管N1中被复制（电流复制器）。在比较阶段（时钟低电平），Vin+ − Vin− （跨过 CS1 的电压）被第一级反相器放大 A1 倍（Vout1= A1(Vin+ − Vin−)）。同时S4断开，N1的栅源电压由电容 CS2 保持。因此，虽然N1试图维持与当时钟为高电平时相同的电流值，但P0的栅极电压现在为 A1(Vin+ − Vin−)。这种情况在输出节点（Out2）引起电流比较，从而使比较器的输出变为 Vdd 或地。

为了分析该比较器每一级的增益，我们需要考虑图5.8中所示的较大寄生电容，该图是比较器第一级和第二级的简化原理图。第一级和第二级的稳态增益可分别根据公式(5.1)和(5.2)写出：

$$
\frac{V_{out}}{V_{in}} \approx \frac{C_{S1}}{C_{S1} + C_{P1} + C_{GD1}} \quad (5.1)
$$

$$
\frac{V_{out}}{V_{in}} \approx \frac{g_{m,p} + g_{m,n}}{C_{S2} + C_{P2} + C_{GD2}} \cdot \frac{1}{C_{S2}} \quad (5.2)
$$

电容 CS1-2和 CP1-3如图 5.8 所示，CGD是 OTFTs 的栅漏电容，gm,p和 gm,n分别是 p型和n型OTFTs P0 和 N1 的跨导，为简化起见，假设它们相等。此外，尽管 p型和n型OTFTs 使用了 1/2 的比例，但仍假设 OTFTs 的寄生电容相等。这是一个合理的假设，因为寄生电容的主要部分与半导体岛的面积有关，而这些 OTFTs 的该面积是相等的（见公式 3.10）。

公式(5.1)和(5.2)表明，为了实现相同的增益，CS1需要比CS2大两倍以上。通常，CS1的选择不仅基于增益要求，还要考虑最小化输入节点（图5.8中的 In1）处开关的时钟馈通和电荷注入效应。这些效应会显著影响比较器的灵敏度，并且在连接了三个开关的电容CS1上比在仅连接一个开关的CS2上更强。在我们的设计中，CS1和CS2分别为500皮法和50皮法。

值得注意的是，寄生电容CP1和CP2在减小由于电荷注入和时钟馈通在 “保持”节点G1和G2上引起的电压波动方面起到了积极作用。实际上，节点 G1和G2上由于开关电荷注入所导致的电压变化，我们分别用ΔVg 1和ΔVg 2表示，可以表示为

$$
\Delta V_{g1} = \frac{q}{C_{S1} + A_1(C_{P1} + C_{GD1})} \quad (5.3)
$$

$$
\Delta V_{g2} = \frac{q}{C_{S2} + A_2(C_{P2} + C_{GD2})} \quad (5.4)
$$

q 是注入的电荷，A1 和 A2 分别是从门1和G2到输出节点输出1和Out2的直流增益，其值分别为 (gm,p+ gm,n)Rout1 和 gm,nRout2。

电流复制比较器的一个重要缺点是其输入范围有限，但在本例中这并不是问题，因为第二级的偏置点由反相器的翻转点固定。

图5.7 在第二代工艺中制造的两级动态比较器的原理图

图5.8 包含寄生电容的图5.7中比较器两级的简化原理图5.7 包括寄生电容

图5.9 第二代两级比较器（图 5.7）在 f clk= 70 赫兹和 Vin= ±0.4 V

图 5.7 [22] 5 9 2 中两级比较器的一个样本的测量结果如图所示。此处展示了节点Out和Out在f Clk= 70 赫兹和Vin=+0.4 伏以及 −0.4 伏时的电压。输出在时钟低电平阶段有效，并在3毫秒内稳定。已对其他比较器样本进行了测量，表现出类似的性能。具体而言，在70赫兹下最小可分辨输入为±0.3 伏的比较器，在20赫兹测量时能够分辨输入端50毫伏的变化。在较低时钟频率下获得更高精度并不意外，因为小输入过驱总会导致比较器响应变慢 （即所谓的时间漂移）。该测量结果如图5.10所示，证明尽管印刷型OTFTs存在较大的参数变化，仍可通过简单而有效的架构实现高达0.16 LSB的灵敏度（在40伏供电下的7位分辨率级别上对应50毫伏）。

同一比较器样本还在20伏特电源电压下进行了测量，而不是通常值40伏特，在f Clk 为20赫兹时实现了200毫伏的灵敏度。因此，根据所需速度，该架构也可以在较低电源电压下工作并保持合理精度。与开关电容OTA基架构相比，这是一个重要优势，例如[20]中所述的架构，在相同技术下需要最低电源电压50伏特。

图5.10 第二代两级比较器（图 5.7）在 f clk= 20 赫兹 和 Vin= ±50毫伏 下的测量结果。仅显示 Vout （图 5.7 中输出节点的电压）

上述测量通过施加外部时钟信号（Clkext）进行，而Clk和Clk在箔片上使用反相器级联生成。如果Clk和Clk信号完全对称，由于使用了CMOS开关 （TGs），时钟馈通误差可以被消除。为了研究时钟馈通对比较器灵敏度的影响，还通过外部施加Clk和Clk信号对比较器进行了测量。在这种情况下，比较器在70赫兹下能够分辨小至0.2伏特的电压（相比之下，在类似条件下使用内部时钟信号为0.3伏特）。正如预期的那样，由于几何（重叠）电容值较大，时钟馈通在限制灵敏度方面起着重要作用，尽管使用传输门（TGs）可减小这种影响。使用能够更好控制Clk和Clk信号的时钟发生器可以在牺牲更多面积消耗的情况下提高精度。

5.2.3 数模转换器

作为模数转换器（ADC）中常用的组件，数模转换器（DAC）通常对ADC系统的线性度具有主导影响[22]。在印刷电路中，使用电容器或电阻器作为 DAC的主要元件可以通过提供比印刷型OTFTs更好的匹配性来改善该线性度。事实上，电阻器或电容器的电气特性相比OTFTs依赖更少的工艺步骤和材料特性，因此电阻器和电容器通常比薄膜晶体管（TFTs）具有更好的匹配性。由于在S2S工艺中使用电容器因有机电路典型低频（~100赫兹）下的漏电流问题而不切实际，因此更倾向于使用电阻器。此外，S2S技术中电阻器的高电阻率（标称值为35 kΩ/平方）使我们能够比基于电容器的方案使用更小的面积。

我们设计并实现了一个4位R‐2R数模转换器，如图5.11a[22, 23]所示。单元电阻（6兆欧）的尺寸被选择为确保DAC输入端使用的反相器的导通电阻对ADC的线性度的影响可忽略不计。并且不限制系统电路部分的速度（t= =RCL ms0 1.）。举个例子，为了达到可接受的精度，比较器的时钟周期（tclk）为14毫秒。

对三个不同箔片上的数模转换器样本进行了测量，在最佳情况下，最大积分非线性（INLmax）为0.05最低有效位，最大差分非线性（DNLmax）为0.04最低有效位[23]。图5.11b显示了该样本的实测DNL和INL，并总结了三个样本的测量结果。在最坏情况下，最大DNL为0.24最低有效位，最大INL为0.42最低有效位 [22]。

最佳样品在20伏特下测量，4位时的积分非线性max为0.07最低有效位，约等于0.1伏特。这几乎与在40伏特下测量的数模转换器结果相等（略优，可能由于测量误差），后者积分非线性max为0.125伏特。这表明印刷电阻的非线性占主导地位，而反相器电阻（受电源电压影响）的影响可忽略不计。因此，可以在较低电源电压下使用R‐2R数模转换器并保持合理的性能。

图5.11 (a) 4位R‐2R数模转换器原理图，(b) 其中一个模数转换器样本测得的差分非线性和积分非线性（图），以及三个样本测得的最大差分非线性和积分非线性的绝对值（表）

5.2.4 整流器

对于OTFT而言，一个重要的挑战是诸如被动式RFID中的射频能量收集等应用所需的高频（HF）性能和整流效率。事实上，由于迁移率通常不超过0.5– 1 cm²/V s[24, 25] ，且寄生电容较大，有机薄膜晶体管在几兆赫以上的频率下工作具有挑战性。此外，OTFT典型的高阈值电压会显著影响整流器的功率转换效率（PCE）。最先进的有机整流器采用垂直肖特基二极管[26, 27]或二极管连接型OTFT。前者由于有机半导体层非常薄，在工作频率方面表现出最佳性能。当需要将整流二极管嵌入完整的RFID系统中时，后者更受青睐，因为它避免了特定的工艺步骤并可复用OTFTs[26]。然而，在这种情况下，整流器性能受到较大沟道长度的影响，从而导致载流子在沟道中的飞行时间较长²。这一问题在印刷型OTFTs中尤为严重（其实际最小沟道长度为10 μm）。由于半导体岛在沟道外产生的寄生电容非常大，进一步影响了用作高频整流器的OTFTs的性能。

为了通过实验研究用作高频RFID频率（13.56兆赫）整流器件的S2S印刷型OTFT的性能，我们对一个带外部负载的二极管连接型OTFT在不同输入和负载条件下进行了测量。用于整流器特性表征的测量装置如图5.12[18]所示。测量通过Cascade Summit 12000探针台在箔片上进行。直流输出电压使用半导体参数分析仪进行测量。与电阻负载配置相比，所采用的测量设置更有利于在恒定负载电流（IL）下对不同输入信号幅度进行特性表征。此外，还在不同输入频率下探索了整流器的性能。实验中使用了一个100纳法的离散 CL 。测量在S2S技术的第一代和第二代版本中均进行。

²根据迁移率的定义，假设沟道中的电场恒定，我们有t L Vf light DS= 2 /m.

图5.12 整流器/包络检波器的测量设置

第一代：

对于第一代，由于p型晶体管具有更好的迁移率，因此被用作整流器件。该OTFT的宽和长分别为36,000 μm和10 μm。为了获得更好的频率特性，采用了最小沟道长度，尽管在其他数字和模拟电路中采用的最小沟道长度为20 μm。

图 5.13 显示了第一代整流器在不同频率（100 赫兹至 13.56兆赫）和负载电流（0–100 纳安）下的测量输出电压（绝对值）。这些测量中，输入信号的平均值为 VM= −25 V，峰峰值为 VPP= 30 V，因此整流器所承受的峰值电压为 −40 V。在准静态频率（100 赫兹）且整流器无电流输出（IL= 0）时，电压从峰值下降的幅度接近 Vb，即开始强积累所需的栅源电压，对于p型第一代OTFT，该值等于 −3.7 V（见公式 3.4 和 3.5 以及表 3.2）。即使输出极小的电流（10 和 100 纳安），由于沟道电阻率的存在，也会导致输出电压下降更大。

通过提高频率，实际整流器性能会下降，而与负载电流无关。在约10千赫兹（此处称为拐点频率）时，IL为100纳安时的整流输出电压开始相比低频值出现显著下降。如图5.13所示，低频性能可通过仿真结果良好估计，而模型未能准确预测高频下的性能退化。实际上，该模型未包含高频效应，例如有效迁移率降低，这可能是由于载流子跳跃可用时间显著减少导致跳跃传输效率降低所致。在13.56兆赫时，当负载电流分别为10纳安和100纳安时，整流输出电压分别下降10%和18%。这些结果显然取决于晶体管宽度。

整流器的特性在图5.14中进一步探讨，该图显示了两种不同V PP 值（15和30伏特）的开路条件（IL= 0 A）下。在准静态频率（100 赫兹）时，输出电压降相对于输入电压峰值（−32.5 和 −40 V）在两种情况下几乎相等，约为 3.3 伏特。因此，如预期所示，较大的 Vpp 对应的整流电压显著更高。在这两种情况下，当频率升高时，输出电压开始下降。在较高频率（>100 kHz）时， 对于 Vout 在 Vpp= 30 V 的情况，这种下降变得更加显著，以至于在 13.56兆赫 时，两种情况下的 Vout 值非常接近。这一趋势表明，整流器的低频性能受限于 OTFT阈值电压，因此较大的过驱动导致显著更高的输出。而高频行为则与迁移率受限性能相符，因此在高频时，大过驱动的效果不如在低频时明显。

图5.13 第一代整流器输出电压（绝对值）随输入频率在不同负载电流下的变化。 实线 表示测量结果，而 虚线 表示仿真结果。输入 VM和 Vpp （图 5.12）分别为 −25伏特和30伏特

图5.14 第一代整流器输出电压随不同输入频率下的输入信号幅度的变化关系（IL= 0 A）

第二代：

在S2S技术的第二代版本中，OTFT迁移率相比第一代提高了约10倍，因此晶体管的高频性能有望得到提升。因此，我们使用了具有宽为2000 μm和长为10 μm的p型和n型二极管连接的OTFT，并以与第一代OTFT类似的方式对所实现的整流器进行了测量。在特定的S2S箔片上测量了多个样本，结果相似。

图 5.15显示了第二代整流器在不同频率（从100赫兹到13.56兆赫）和负载电流（p型为0–100纳安，n型为0–10纳安）下的测量输出电压。这些测量中，输入信号的平均值为 VM= ±25伏特，峰峰值为 VPP= 30伏特（使得n型有机薄膜晶体管的峰值为 +40伏特，p型有机薄膜晶体管为 −40伏特）。对于两种类型的晶体管，在准静态频率（100 赫兹）且无输出电流（I L = 0）的情况下，输出电压相对于峰值的电压降接近 Vb ，其标称值在第二代中n型有机薄膜晶体管为7.3伏特， p型有机薄膜晶体管为 −5.4伏特（见表 3.4）。在这种情况下，当负载电流为 100纳安时，整流输出电压开始显著下降（拐点频率）的频率约为p型100千赫兹， n型10千赫兹（这可以通过迁移率差异来解释）。

在开路条件（IL= 0 A）下，两种不同 VPP值（15 和 30 伏特）的整流器输出电压如图 5.16所示。总体趋势与第一代观察到的相似。同样，当频率较高时，较高的 Vpp 效果减弱。然而，在13.56兆赫时输出值之间仍存在显著差异，特别是对于p型整流器。换句话说，由于更高的迁移率，较高的过驱动电压在第二代整流器中更为有效。因此，即使在高频下，使用阈值电压抵消技术仍可改善第二代整流器的性能。

图5.15 第二代整流器输出电压（绝对值）随输入频率在不同负载电流下的变化，针对（a）p型有机薄膜晶体管和（b）n型有机薄膜晶体管。 VM 和V pp （图5.12）分别为−25伏特和30伏特

图5.16 第二代整流器输出电压随不同输入频率下输入信号幅度的变化关系： （a）p型有机薄膜晶体管 和（b）n型有机薄膜晶体管（IL= 0 A）

为了进一步比较第一代和第二代的结果，必须考虑整流器中所用晶体管的尺寸（W/L）（分别为2000 μm/10 μm 和 36,000 μm/10 μm）。可以得出结论：在相似的电流密度下，第二代整流器的输出电压显著高于第一代。此外，如图 5.13 和 5.15a 所示，p型第二代整流器的拐点频率高出一个数量级。

应该指出的是，整流二极管的性能受到迁移率和亚阈值斜率的强烈影响，而这些参数在不同箔片上会发生显著变化。因此，整流器在不同箔片上的性能差异很大。

在第2代中，我们还设计并测量了一种基于迪克森电荷泵的四级整流器 [28] ，仅使用单端交流输入源。图5.17a所示为一个简单的两级电荷泵（电压倍增器），采用二极管连接的p型OTFT（由于其在S2S技术中的迁移率优于 n型有机薄膜晶体管）。直流输入已接地，符合无源采集应用的要求。由于此类电路的性能受晶体管阈值的影响较大[29],通常采用阈值电压抵消技术，简化原理图如图5.17b所示。

图5.17 （a）一个两级电荷泵（电压倍增器），以及（b）采用阈值抵消技术的电荷泵的简化原理图

由于在S2S技术中阈值电压相当高（约20伏特），因此已在我们所示的整流器中采用了[29, 30]中所述的阈值抵消技术，如图5.18a所示。类迪克森电荷泵整流链中各节点的电压波形具有相等的交流幅度、交替的相位以及逐步增加的直流分量。这些电压波形的固有特性可用于在晶体管的栅极与漏极端子之间产生偏置偏移，其方式类似于图5.17b所示。这会产生类似于降低 OTFT阈值电压[30]的效果。

如图 5.18a所示，在我们的四级整流器中，p型OTFT的栅极并未与其漏极短接，而是连接到链上的另一个节点，该节点提供相同交流电相位但更低的直流电压。例如，晶体管 M2和M3的栅极分别连接到V0 （地）和V1, 。对于M4，其栅极可以连接到提供低于M4漏极电压（Vout）的直流电压的链中节点V2或V0, 。在此电路中，栅极连接到相较于V1具有更低直流电压的V0 。这种选择使M4获得更高的VGS ，特别适用于低峰峰值输入，但当Vout超过OTFT阈值电压时，可能导致M4中出现较大的反向电流。链中的第一个OTFT（M1）为n型，因此其栅极可连接到由该链生成的较高直流电压（p型OTFT必须保持二极管连接）。与M4类似，M1的栅极可以连接到Vout或V2, ，而此处选择了Vout 。该阈值抵消技术结合多级结构方法，可在较低峰峰值输入电压下实现合理的Vout 。

图5.18 （a）采用阈值电压抵消的4级电荷泵原理图（b）在不同负载和输入条件下的测得整流器输出（Vout）

图 5.18b显示了整流器在不同负载和输入条件下的测量结果 Vout 。具体而言，在 13.56 MHz 时，带有 1 兆欧姆Ω负载（RL）的整流器在输入峰峰值电压（Vin，pp）分别为 75 V 和 60 V 时，产生 40 V 和 24 V 的输出电压。需要注意的是，此时输入的射频波平均值为 0 V，这与实际射频识别标签中的情况相同。如第 8章 所述，我们射频识别标签的预期负载约为 1兆欧姆。因此，该整流器能够产生所需的电压（高达 40 伏特），以供给高频射频识别标签使用，尽管它需要相对较大的输入峰峰值电压。

5.2.5 调幅解调器

解调是基于标准“读写器先发言”概念的射频识别标签等应用中的一项关键功能，其中射频识别标签必须具备接收来自读写器的启用消息的能力（如 “静默标签”）。如图 5.19a所示，调幅解调器的主要基本单元包括一个高频包络检波器和一个电压比较器。包络检波器从高频载波中提取低频包络，而比较器则将包络信号转换为全摆幅输出的数据流，从而提供解调信号。

这里我们首先采用测得的第一代包络检波器（图5.12）和两级连续时间比较器（图5.5）来仿真一个完整的调幅解调系统。包络检波器由整流器件和 RC串联负载实现，该RC串联负载根据包络频率选择，以在电压域提供一阶低通滤波。此次仿真是为了研究当这些测得的基本单元组合成图5.19a所示的调幅解调器时的功能表现。

仿真结果如图 5.19b[18],所示，其中在输入端施加了一个80伏特 p -p 的信号。选择的数据速率为10赫兹，该值基于比较器测量结果是合理的。仿真中载波频率设置为10千赫兹，因为在此频率下，包络检波器的仿真与测量结果非常接近。在此频率下，调制指数为30%的偏移量足以超过比较器的失调电压，从而实现正确的功能。图5.19b的最下方图表显示了当采用单级OTA（图5.2a）或两级OTA（图5.5a）作为比较器时，其输出结果。

在实际应用所需的高频条件下，包络检波器的性能会下降，因而需要提高调制指数。为了避免必须提高调制指数（这从读取距离的角度来看是不方便的，并且要求标签上使用较大的直流存储电容），有必要提升电路性能。从技术角度来看，可以通过提高OTFT迁移率（正如在第二代中已经实现的那样）并降低其阈值来实现；从电路角度来看，可以采用包含阈值抵消的整流方案来减小阈值电压对包络检波器的负面影响。失调在比较器的功耗也可以通过例如自动调零技术来降低。为了进一步研究这些电路在高频下实际应用中的性能，需要建立一个能够考虑电荷传输特性对 OTFT高频性能影响的模型。这是一个复杂的建模问题，超出了本工作的范围，有待进一步研究。

图5.19 (a) 用于恢复AM调制数据的解调器结构，(b) AM解调器仿真。提取的数据展示了使用单级运算跨导放大器（图 5.2a）或两级OTA（图 5.5a）作为比较器的情况

5.3 W2W 运算跨导放大器

在W2W掩模中包含了类似于S2S技术中的简单单级运算跨导放大器，以提供对W2W OTFT技术中模拟电路性能的基本估算。该运算跨导放大器采用n型输入差分对（在W2W中，其迁移率优于p型OTFTs），如图5.20a所示。

图 5.20b展示了两个OTA样本的测量结果。该电路在输入端+设置为特定电压的情况下进行准静态测量，另一个输入端从0到10伏特来回扫描。施加了1 μ安培的外部偏置电流（Ibias），并测量了偏置节点和输出节点的电压。最坏情况下的实测输出失调电压和迟滞分别为0.3伏特和0.15伏特。该失调电压在4位分辨率和10伏电源条件下对应约0.5 LSB。增益范围为34至36.4分贝（工作于亚阈值区）。这表明W2W技术在实现具有相对较高增益和合理失调电压的运算跨导放大器方面具有潜力。然而，使用基于开关电容的拓扑结构可能由于开关存在常开的几率而导致电路不可靠（参见第4.3.3节）。

图5.20 (a) 采用W2W技术实现的运算跨导放大器原理图，(b) 对两个运算跨导放大器样本的测量：当 In+设置为5 V且In−的电压被扫描时，测量偏置节点和输出节点处的电压。 Ibias为1 μA

5.4 模拟设计亮点

在本章中，我们展示了使用简单的非差分架构并结合失调消除技术，可以在包含互补型晶体管的印刷有机技术中实现精度非常高的电路。将线性电阻与这些技术结合使用，可以使我们实现足够高的精度，以满足有机电子学所针对的应用需求。S2S OTFTs 还可用于无源RFID标签系统中的高频整流器和包络检波器，以实现能量收集和射频数据接收。