信道时频域的相位、相位旋转、相关计算(一)

前言

NR系统下行采用OFDM调制方式,在频域进行负载数据,通过IFFT变化到时域继续传输,因此接收端通常采用将接收到的时域信号通过FFT变换到频域,在频域进行信道估计,得到信道的频域响应(Channel Frequency Response,CFR),CFR包含信道的幅频特性和相频特性,对CFR作IFFT,即得到信道的时域冲击响应( Channel Impulse Response,CIR),从CIR我们可以看到信道的多径特性、衰落特性、时延扩展特性等。
注:在带宽无限的条件下,CFR与CIR互为时域和频域的等效参数,也就是通过傅里叶变换和逆变换能够转化这两个结果,实际中的带宽是有限的,即CFR是有限点数,相当于对无线带宽的截断,因此进行IFFT得到的CIR会产生频谱泄露。

引理

相位旋转和相关

在这里插入图片描述
如上图, A A A的相位为 θ 1 \theta_1 θ1,若 A A A的幅度为 α \alpha α,则 A = ∣ α ∣ e j θ 1 A=\vert \alpha\vert e^{j\theta_1} A=αejθ1 B B B的相位为 θ 2 \theta_2 θ2,若 B B B的幅度为 α \alpha α,则 B = ∣ α ∣ e j θ 2 B=\vert \alpha\vert e^{j\theta_2} B=αejθ2,对B与A进行相关计算:
B ∙ A ∗ = ∣ α ∣ e j θ 2 ∙ ∣ α ∣ e − j θ 1 = ∣ α ∣ 2 e j ( θ 2 − θ 1 ) = ∣ α ∣ 2 e j θ \begin{aligned} B\bull A^*&=\vert \alpha\vert e^{j\theta_2}\bull \vert \alpha\vert e^{-j\theta_1}\\ &=\vert\alpha\vert^2e^{j(\theta_2-\theta_1)}\\ &=\vert\alpha\vert^2e^{j\theta}\\ \end{aligned} BA=αejθ2αejθ1=α2ej(θ2θ1)=α2ejθ
根据上式, B ∙ A ∗ B\bull A^* BA的相位为 θ \theta θ,表示 B B B A A A向正角度旋转 θ \theta θ得到,也可以表示为
B = A ∙ e j θ A = B ∙ e − j θ B=A\bull e^{j\theta}\\ A=B\bull e^{-j\theta} B=AejθA=Bejθ
根据上述,我们可以看出,复数的相关运算表示相对的相位变化。

DFT(离散傅里叶变换)的时频移性质

时移性质

D F T [ x ( n ) = X ( k ) ] DFT[x(n)=X(k)] DFT[x(n)=X(k)] y ( n ) y(n) y(n) x ( n ) x(n) x(n)的圆周移位(右移m位),即 y = x ( ( n − m ) ) N R N ( n ) y=x((n-m))_NR_N(n) y=x((nm))NRN(n),则:
D F T [ y ( n ) ] = W m k X ( k ) = e − j 2 π N m k X ( k ) DFT[y(n)]=W^{mk}X(k)=e^{-j\frac{2\pi}Nmk}X(k) DFT[y(n)]=WmkX(k)=ejN2πmkX(k)

频移特性

D F T [ x ( n ) = X ( k ) ] DFT[x(n)=X(k)] DFT[x(n)=X(k)],则
D F T [ x ( n ) W − l n ] = D F T [ x ( n ) e j 2 π N l n ] = X ( ( k − l ) ) N R N ( k ) DFT[x(n)W^{-ln}]=DFT[x(n)e^{j\frac{2\pi}Nln}]=X((k-l))_NR_N(k) DFT[x(n)Wln]=DFT[x(n)ejN2πln]=X((kl))NRN(k)

CFR与CIR

在这里插入图片描述

上图为含噪声的、带时偏的AWGN信道,N点的频域间隔为 Δ f \Delta f Δf的频域信道 H ( n ) H(n) H(n)进行N点IDFT后得到信道的N点CIR,其幅度谱的时间长度为 1 Δ f \frac 1{\Delta f} Δf1,谱线间隔时间为 1 N ∙ Δ f \frac 1{N\bull\Delta f} NΔf1.
由于CIR右移(带时偏),根据DFT时移性质,对应到频域有负相位,使用相关法在频域计算平均相位:
θ = a n g l e ( H ( N − 1 ) ∗ H ( N − 2 ) ∗ + . . . + H ( 2 ) ∗ H ( 1 ) ∗ + H ( 1 ) ∗ H ( 0 ) ∗ N − 1 ) \theta=angle(\frac{H(N-1)*H(N-2)^*+...+H(2)*H(1)^*+H(1)*H(0)^*}{N-1}) θ=angle(N1H(N1)H(N2)+...+H(2)H(1)+H(1)H(0))
若对频域H进行相位补偿,则:
H ( k ) ∙ e j ( − θ ) k = φ = − θ H ( k ) ∙ e j φ k = H ( k ) ∙ e j 2 π N m k \begin{aligned} H(k)\bull e^{j(-\theta)k}\overset{\varphi =-\theta}{=}H(k)\bull e^{j\varphi k}=H(k)\bull e^{j\frac{2\pi}Nmk} \end{aligned} H(k)ej(θ)k=φ=θH(k)ejφk=H(k)ejN2πmk
其中,
φ = a n g l e ( H ( 0 ) ∗ H ( 1 ) ∗ + H ( 1 ) ∗ H ( 2 ) ∗ + . . . + H ( N − 2 ) ∗ H ( N − 1 ) ∗ N − 1 ) → φ = 2 π N m → m = φ N 2 π \begin{aligned} &\varphi=angle(\frac{H(0)*H(1)^*+H(1)*H(2)^*+...+H(N-2)*H(N-1)^*}{N-1})\\ &\overrightarrow{}\varphi=\frac {2\pi}Nm\overrightarrow{}m=\frac {\varphi N}{2\pi} \end{aligned} φ=angle(N1H(0)H(1)+H(1)H(2)+...+H(N2)H(N1)) φ=N2πm m=2πφN
若计算相关值是的间隔为k,则 m = φ N 2 π ∙ 1 k m=\frac {\varphi N}{2\pi}\bull \frac 1k m=2πφNk1 m m m即为CIR幅度谱中峰值的Idx,即时域移位值(根据时移性质)。

若信道为带时延的多径信道,且首径为最大径,则其CIR幅度谱如下图:
在这里插入图片描述
由于CIR的相位非线性,此时在频域上采用相关平均方式计算的相位为平均相位。

以上,我们分析了FIR相位、CIR时偏与相关的关系,下一节,我们将进一步分析时域相关与频偏的关系,并介绍频偏估计的相关原理。

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