前言
NR系统下行采用OFDM调制方式,在频域进行负载数据,通过IFFT变化到时域继续传输,因此接收端通常采用将接收到的时域信号通过FFT变换到频域,在频域进行信道估计,得到信道的频域响应(Channel Frequency Response,CFR),CFR包含信道的幅频特性和相频特性,对CFR作IFFT,即得到信道的时域冲击响应( Channel Impulse Response,CIR),从CIR我们可以看到信道的多径特性、衰落特性、时延扩展特性等。
注:在带宽无限的条件下,CFR与CIR互为时域和频域的等效参数,也就是通过傅里叶变换和逆变换能够转化这两个结果,实际中的带宽是有限的,即CFR是有限点数,相当于对无线带宽的截断,因此进行IFFT得到的CIR会产生频谱泄露。
引理
相位旋转和相关
如上图,AAA的相位为θ1\theta_1θ1,若AAA的幅度为α\alphaα,则A=∣α∣ejθ1A=\vert \alpha\vert e^{j\theta_1}A=∣α∣ejθ1,BBB的相位为θ2\theta_2θ2,若BBB的幅度为α\alphaα,则B=∣α∣ejθ2B=\vert \alpha\vert e^{j\theta_2}B=∣α∣ejθ2,对B与A进行相关计算:
B∙A∗=∣α∣ejθ2∙∣α∣e−jθ1=∣α∣2ej(θ2−θ1)=∣α∣2ejθ
\begin{aligned}
B\bull A^*&=\vert \alpha\vert e^{j\theta_2}\bull \vert \alpha\vert e^{-j\theta_1}\\
&=\vert\alpha\vert^2e^{j(\theta_2-\theta_1)}\\
&=\vert\alpha\vert^2e^{j\theta}\\
\end{aligned}
B∙A∗=∣α∣ejθ2∙∣α∣e−jθ1=∣α∣2ej(θ2−θ1)=∣α∣2ejθ
根据上式,B∙A∗B\bull A^*B∙A∗的相位为θ\thetaθ,表示BBB由AAA向正角度旋转θ\thetaθ得到,也可以表示为
B=A∙ejθA=B∙e−jθ
B=A\bull e^{j\theta}\\
A=B\bull e^{-j\theta}
B=A∙ejθA=B∙e−jθ
根据上述,我们可以看出,复数的相关运算表示相对的相位变化。
DFT(离散傅里叶变换)的时频移性质
时移性质
若DFT[x(n)=X(k)]DFT[x(n)=X(k)]DFT[x(n)=X(k)],y(n)y(n)y(n)是x(n)x(n)x(n)的圆周移位(右移m位),即y=x((n−m))NRN(n)y=x((n-m))_NR_N(n)y=x((n−m))NRN(n),则:
DFT[y(n)]=WmkX(k)=e−j2πNmkX(k)
DFT[y(n)]=W^{mk}X(k)=e^{-j\frac{2\pi}Nmk}X(k)
DFT[y(n)]=WmkX(k)=e−jN2πmkX(k)
频移特性
若DFT[x(n)=X(k)]DFT[x(n)=X(k)]DFT[x(n)=X(k)],则
DFT[x(n)W−ln]=DFT[x(n)ej2πNln]=X((k−l))NRN(k)
DFT[x(n)W^{-ln}]=DFT[x(n)e^{j\frac{2\pi}Nln}]=X((k-l))_NR_N(k)
DFT[x(n)W−ln]=DFT[x(n)ejN2πln]=X((k−l))NRN(k)
CFR与CIR
上图为含噪声的、带时偏的AWGN信道,N点的频域间隔为Δf\Delta fΔf的频域信道H(n)H(n)H(n)进行N点IDFT后得到信道的N点CIR,其幅度谱的时间长度为1Δf\frac 1{\Delta f}Δf1,谱线间隔时间为1N∙Δf\frac 1{N\bull\Delta f}N∙Δf1.
由于CIR右移(带时偏),根据DFT时移性质,对应到频域有负相位,使用相关法在频域计算平均相位:
θ=angle(H(N−1)∗H(N−2)∗+...+H(2)∗H(1)∗+H(1)∗H(0)∗N−1)
\theta=angle(\frac{H(N-1)*H(N-2)^*+...+H(2)*H(1)^*+H(1)*H(0)^*}{N-1})
θ=angle(N−1H(N−1)∗H(N−2)∗+...+H(2)∗H(1)∗+H(1)∗H(0)∗)
若对频域H进行相位补偿,则:
H(k)∙ej(−θ)k=φ=−θH(k)∙ejφk=H(k)∙ej2πNmk
\begin{aligned}
H(k)\bull e^{j(-\theta)k}\overset{\varphi =-\theta}{=}H(k)\bull e^{j\varphi k}=H(k)\bull e^{j\frac{2\pi}Nmk}
\end{aligned}
H(k)∙ej(−θ)k=φ=−θH(k)∙ejφk=H(k)∙ejN2πmk
其中,
φ=angle(H(0)∗H(1)∗+H(1)∗H(2)∗+...+H(N−2)∗H(N−1)∗N−1)→φ=2πNm→m=φN2π
\begin{aligned}
&\varphi=angle(\frac{H(0)*H(1)^*+H(1)*H(2)^*+...+H(N-2)*H(N-1)^*}{N-1})\\
&\overrightarrow{}\varphi=\frac {2\pi}Nm\overrightarrow{}m=\frac {\varphi N}{2\pi}
\end{aligned}
φ=angle(N−1H(0)∗H(1)∗+H(1)∗H(2)∗+...+H(N−2)∗H(N−1)∗)φ=N2πmm=2πφN
若计算相关值是的间隔为k,则m=φN2π∙1km=\frac {\varphi N}{2\pi}\bull \frac 1km=2πφN∙k1,mmm即为CIR幅度谱中峰值的Idx,即时域移位值(根据时移性质)。
若信道为带时延的多径信道,且首径为最大径,则其CIR幅度谱如下图:
由于CIR的相位非线性,此时在频域上采用相关平均方式计算的相位为平均相位。
以上,我们分析了FIR相位、CIR时偏与相关的关系,下一节,我们将进一步分析时域相关与频偏的关系,并介绍频偏估计的相关原理。