前言
NR系统下行采用OFDM调制方式,在频域进行负载数据,通过IFFT变化到时域继续传输,因此接收端通常采用将接收到的时域信号通过FFT变换到频域,在频域进行信道估计,得到信道的频域响应(Channel Frequency Response,CFR),CFR包含信道的幅频特性和相频特性,对CFR作IFFT,即得到信道的时域冲击响应( Channel Impulse Response,CIR),从CIR我们可以看到信道的多径特性、衰落特性、时延扩展特性等。
注:在带宽无限的条件下,CFR与CIR互为时域和频域的等效参数,也就是通过傅里叶变换和逆变换能够转化这两个结果,实际中的带宽是有限的,即CFR是有限点数,相当于对无线带宽的截断,因此进行IFFT得到的CIR会产生频谱泄露。
引理
相位旋转和相关
如上图,
A
A
A的相位为
θ
1
\theta_1
θ1,若
A
A
A的幅度为
α
\alpha
α,则
A
=
∣
α
∣
e
j
θ
1
A=\vert \alpha\vert e^{j\theta_1}
A=∣α∣ejθ1,
B
B
B的相位为
θ
2
\theta_2
θ2,若
B
B
B的幅度为
α
\alpha
α,则
B
=
∣
α
∣
e
j
θ
2
B=\vert \alpha\vert e^{j\theta_2}
B=∣α∣ejθ2,对B与A进行相关计算:
B
∙
A
∗
=
∣
α
∣
e
j
θ
2
∙
∣
α
∣
e
−
j
θ
1
=
∣
α
∣
2
e
j
(
θ
2
−
θ
1
)
=
∣
α
∣
2
e
j
θ
\begin{aligned} B\bull A^*&=\vert \alpha\vert e^{j\theta_2}\bull \vert \alpha\vert e^{-j\theta_1}\\ &=\vert\alpha\vert^2e^{j(\theta_2-\theta_1)}\\ &=\vert\alpha\vert^2e^{j\theta}\\ \end{aligned}
B∙A∗=∣α∣ejθ2∙∣α∣e−jθ1=∣α∣2ej(θ2−θ1)=∣α∣2ejθ
根据上式,
B
∙
A
∗
B\bull A^*
B∙A∗的相位为
θ
\theta
θ,表示
B
B
B由
A
A
A向正角度旋转
θ
\theta
θ得到,也可以表示为
B
=
A
∙
e
j
θ
A
=
B
∙
e
−
j
θ
B=A\bull e^{j\theta}\\ A=B\bull e^{-j\theta}
B=A∙ejθA=B∙e−jθ
根据上述,我们可以看出,复数的相关运算表示相对的相位变化。
DFT(离散傅里叶变换)的时频移性质
时移性质
若
D
F
T
[
x
(
n
)
=
X
(
k
)
]
DFT[x(n)=X(k)]
DFT[x(n)=X(k)],
y
(
n
)
y(n)
y(n)是
x
(
n
)
x(n)
x(n)的圆周移位(右移m位),即
y
=
x
(
(
n
−
m
)
)
N
R
N
(
n
)
y=x((n-m))_NR_N(n)
y=x((n−m))NRN(n),则:
D
F
T
[
y
(
n
)
]
=
W
m
k
X
(
k
)
=
e
−
j
2
π
N
m
k
X
(
k
)
DFT[y(n)]=W^{mk}X(k)=e^{-j\frac{2\pi}Nmk}X(k)
DFT[y(n)]=WmkX(k)=e−jN2πmkX(k)
频移特性
若
D
F
T
[
x
(
n
)
=
X
(
k
)
]
DFT[x(n)=X(k)]
DFT[x(n)=X(k)],则
D
F
T
[
x
(
n
)
W
−
l
n
]
=
D
F
T
[
x
(
n
)
e
j
2
π
N
l
n
]
=
X
(
(
k
−
l
)
)
N
R
N
(
k
)
DFT[x(n)W^{-ln}]=DFT[x(n)e^{j\frac{2\pi}Nln}]=X((k-l))_NR_N(k)
DFT[x(n)W−ln]=DFT[x(n)ejN2πln]=X((k−l))NRN(k)
CFR与CIR
上图为含噪声的、带时偏的AWGN信道,N点的频域间隔为
Δ
f
\Delta f
Δf的频域信道
H
(
n
)
H(n)
H(n)进行N点IDFT后得到信道的N点CIR,其幅度谱的时间长度为
1
Δ
f
\frac 1{\Delta f}
Δf1,谱线间隔时间为
1
N
∙
Δ
f
\frac 1{N\bull\Delta f}
N∙Δf1.
由于CIR右移(带时偏),根据DFT时移性质,对应到频域有负相位,使用相关法在频域计算平均相位:
θ
=
a
n
g
l
e
(
H
(
N
−
1
)
∗
H
(
N
−
2
)
∗
+
.
.
.
+
H
(
2
)
∗
H
(
1
)
∗
+
H
(
1
)
∗
H
(
0
)
∗
N
−
1
)
\theta=angle(\frac{H(N-1)*H(N-2)^*+...+H(2)*H(1)^*+H(1)*H(0)^*}{N-1})
θ=angle(N−1H(N−1)∗H(N−2)∗+...+H(2)∗H(1)∗+H(1)∗H(0)∗)
若对频域H进行相位补偿,则:
H
(
k
)
∙
e
j
(
−
θ
)
k
=
φ
=
−
θ
H
(
k
)
∙
e
j
φ
k
=
H
(
k
)
∙
e
j
2
π
N
m
k
\begin{aligned} H(k)\bull e^{j(-\theta)k}\overset{\varphi =-\theta}{=}H(k)\bull e^{j\varphi k}=H(k)\bull e^{j\frac{2\pi}Nmk} \end{aligned}
H(k)∙ej(−θ)k=φ=−θH(k)∙ejφk=H(k)∙ejN2πmk
其中,
φ
=
a
n
g
l
e
(
H
(
0
)
∗
H
(
1
)
∗
+
H
(
1
)
∗
H
(
2
)
∗
+
.
.
.
+
H
(
N
−
2
)
∗
H
(
N
−
1
)
∗
N
−
1
)
→
φ
=
2
π
N
m
→
m
=
φ
N
2
π
\begin{aligned} &\varphi=angle(\frac{H(0)*H(1)^*+H(1)*H(2)^*+...+H(N-2)*H(N-1)^*}{N-1})\\ &\overrightarrow{}\varphi=\frac {2\pi}Nm\overrightarrow{}m=\frac {\varphi N}{2\pi} \end{aligned}
φ=angle(N−1H(0)∗H(1)∗+H(1)∗H(2)∗+...+H(N−2)∗H(N−1)∗)φ=N2πmm=2πφN
若计算相关值是的间隔为k,则
m
=
φ
N
2
π
∙
1
k
m=\frac {\varphi N}{2\pi}\bull \frac 1k
m=2πφN∙k1,
m
m
m即为CIR幅度谱中峰值的Idx,即时域移位值(根据时移性质)。
若信道为带时延的多径信道,且首径为最大径,则其CIR幅度谱如下图:
由于CIR的相位非线性,此时在频域上采用相关平均方式计算的相位为平均相位。
以上,我们分析了FIR相位、CIR时偏与相关的关系,下一节,我们将进一步分析时域相关与频偏的关系,并介绍频偏估计的相关原理。