信道时频域的相位、相位旋转、相关计算(一)

前言

NR系统下行采用OFDM调制方式,在频域进行负载数据,通过IFFT变化到时域继续传输,因此接收端通常采用将接收到的时域信号通过FFT变换到频域,在频域进行信道估计,得到信道的频域响应(Channel Frequency Response,CFR),CFR包含信道的幅频特性和相频特性,对CFR作IFFT,即得到信道的时域冲击响应( Channel Impulse Response,CIR),从CIR我们可以看到信道的多径特性、衰落特性、时延扩展特性等。
注:在带宽无限的条件下,CFR与CIR互为时域和频域的等效参数,也就是通过傅里叶变换和逆变换能够转化这两个结果,实际中的带宽是有限的,即CFR是有限点数,相当于对无线带宽的截断,因此进行IFFT得到的CIR会产生频谱泄露。

引理

相位旋转和相关

在这里插入图片描述
如上图,AAA的相位为θ1\theta_1θ1,若AAA的幅度为α\alphaα,则A=∣α∣ejθ1A=\vert \alpha\vert e^{j\theta_1}A=αejθ1BBB的相位为θ2\theta_2θ2,若BBB的幅度为α\alphaα,则B=∣α∣ejθ2B=\vert \alpha\vert e^{j\theta_2}B=αejθ2,对B与A进行相关计算:
B∙A∗=∣α∣ejθ2∙∣α∣e−jθ1=∣α∣2ej(θ2−θ1)=∣α∣2ejθ \begin{aligned} B\bull A^*&=\vert \alpha\vert e^{j\theta_2}\bull \vert \alpha\vert e^{-j\theta_1}\\ &=\vert\alpha\vert^2e^{j(\theta_2-\theta_1)}\\ &=\vert\alpha\vert^2e^{j\theta}\\ \end{aligned} BA=αejθ2αejθ1=α2ej(θ2θ1)=α2ejθ
根据上式,B∙A∗B\bull A^*BA的相位为θ\thetaθ,表示BBBAAA向正角度旋转θ\thetaθ得到,也可以表示为
B=A∙ejθA=B∙e−jθ B=A\bull e^{j\theta}\\ A=B\bull e^{-j\theta} B=AejθA=Bejθ
根据上述,我们可以看出,复数的相关运算表示相对的相位变化。

DFT(离散傅里叶变换)的时频移性质

时移性质

DFT[x(n)=X(k)]DFT[x(n)=X(k)]DFT[x(n)=X(k)]y(n)y(n)y(n)x(n)x(n)x(n)的圆周移位(右移m位),即y=x((n−m))NRN(n)y=x((n-m))_NR_N(n)y=x((nm))NRN(n),则:
DFT[y(n)]=WmkX(k)=e−j2πNmkX(k) DFT[y(n)]=W^{mk}X(k)=e^{-j\frac{2\pi}Nmk}X(k) DFT[y(n)]=WmkX(k)=ejN2πmkX(k)

频移特性

DFT[x(n)=X(k)]DFT[x(n)=X(k)]DFT[x(n)=X(k)],则
DFT[x(n)W−ln]=DFT[x(n)ej2πNln]=X((k−l))NRN(k) DFT[x(n)W^{-ln}]=DFT[x(n)e^{j\frac{2\pi}Nln}]=X((k-l))_NR_N(k) DFT[x(n)Wln]=DFT[x(n)ejN2πln]=X((kl))NRN(k)

CFR与CIR

在这里插入图片描述

上图为含噪声的、带时偏的AWGN信道,N点的频域间隔为Δf\Delta fΔf的频域信道H(n)H(n)H(n)进行N点IDFT后得到信道的N点CIR,其幅度谱的时间长度为1Δf\frac 1{\Delta f}Δf1,谱线间隔时间为1N∙Δf\frac 1{N\bull\Delta f}NΔf1.
由于CIR右移(带时偏),根据DFT时移性质,对应到频域有负相位,使用相关法在频域计算平均相位:
θ=angle(H(N−1)∗H(N−2)∗+...+H(2)∗H(1)∗+H(1)∗H(0)∗N−1) \theta=angle(\frac{H(N-1)*H(N-2)^*+...+H(2)*H(1)^*+H(1)*H(0)^*}{N-1}) θ=angle(N1H(N1)H(N2)+...+H(2)H(1)+H(1)H(0))
若对频域H进行相位补偿,则:
H(k)∙ej(−θ)k=φ=−θH(k)∙ejφk=H(k)∙ej2πNmk \begin{aligned} H(k)\bull e^{j(-\theta)k}\overset{\varphi =-\theta}{=}H(k)\bull e^{j\varphi k}=H(k)\bull e^{j\frac{2\pi}Nmk} \end{aligned} H(k)ej(θ)k=φ=θH(k)ejφk=H(k)ejN2πmk
其中,
φ=angle(H(0)∗H(1)∗+H(1)∗H(2)∗+...+H(N−2)∗H(N−1)∗N−1)→φ=2πNm→m=φN2π \begin{aligned} &\varphi=angle(\frac{H(0)*H(1)^*+H(1)*H(2)^*+...+H(N-2)*H(N-1)^*}{N-1})\\ &\overrightarrow{}\varphi=\frac {2\pi}Nm\overrightarrow{}m=\frac {\varphi N}{2\pi} \end{aligned} φ=angle(N1H(0)H(1)+H(1)H(2)+...+H(N2)H(N1))φ=N2πmm=2πφN
若计算相关值是的间隔为k,则m=φN2π∙1km=\frac {\varphi N}{2\pi}\bull \frac 1km=2πφNk1mmm即为CIR幅度谱中峰值的Idx,即时域移位值(根据时移性质)。

若信道为带时延的多径信道,且首径为最大径,则其CIR幅度谱如下图:
在这里插入图片描述
由于CIR的相位非线性,此时在频域上采用相关平均方式计算的相位为平均相位。

以上,我们分析了FIR相位、CIR时偏与相关的关系,下一节,我们将进一步分析时域相关与频偏的关系,并介绍频偏估计的相关原理。

评论
添加红包

请填写红包祝福语或标题

红包个数最小为10个

红包金额最低5元

当前余额3.43前往充值 >
需支付:10.00
成就一亿技术人!
领取后你会自动成为博主和红包主的粉丝 规则
hope_wisdom
发出的红包
实付
使用余额支付
点击重新获取
扫码支付
钱包余额 0

抵扣说明:

1.余额是钱包充值的虚拟货币,按照1:1的比例进行支付金额的抵扣。
2.余额无法直接购买下载,可以购买VIP、付费专栏及课程。

余额充值