99.8%精度电感式位置检测IC

原创于 2025-10-26 07:15:15 发布 · 908 阅读

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#电感式传感器 #阻抗校准 #时分ADC #温度补偿

用于汽车EMR齿轮控制系统的精度为 99.8%的电感式二维位置检测IC

摘要

本文介绍了一种用于汽车电磁共振齿轮控制应用中电感式位置传感器的模拟前端（AFE）。为了提高位置检测精度，提出了一种带有自动两步阻抗校准的线圈驱动器，该驱动器通过控制主驱动器的尺寸，在负载变化的情况下仍能提供所需的驱动能力。此外，提出了一种时分复用的模数转换器（ADC），用于转换八相信号，同时将电流消耗和面积减少至传统结构的 1/8。提出了一种带温度补偿的弛豫振荡器，以在车辆温度条件下生成稳定的时钟频率。该芯片采用0.18‐µm CMOS工艺制造，芯片面积为2 mm × 1.5 mm。AFE在3.3伏供电电压下的功耗为23.1 mW，用于驱动一个发射（Tx）线圈和八个接收（Rx）线圈。实测位置检测精度高于99.8%。对Tx的测量显示，其驱动能力在负载变化情况下仍高于35 mA。

索引词

自动两步阻抗校准，线圈驱动器，电感式位置传感器，温度补偿，时分模数转换器（ADC）

一、引言

RECENTLY ，电动汽车被称为机电一体化的产品，而不仅仅是机械的组合[1]–[3]。这是由于电子设备已从单一元件演变为一系列电子系统的集合。车辆中的电子控制技术已在动力总成、底盘、车身和环境控制等汽车各个领域得到广泛应用。同时，电子控制技术已成为确保车辆性能与安全的关键技术。例如，发动机的控制方式已从机械式转变为电子式。一种新的概念已展示在绿色汽车中使用电子控制技术的混合系统[4],[5]。

因此，集成电路（IC）在汽车中的重要性逐渐增加。特别是，车辆电子设备需要足够坚固，以承受汽车运行的恶劣道路环境；同时还需要满足严格的电气约束，并确保高可靠性和耐久性。工作温度、高电压和强电磁场是为车载应用而设计的系统和集成电路所需满足的部分要求和约束[6]–[11]。

在传统电子变速器中，用户选择的档位包括停车档（P）、倒车档（R）、空档（N）和前进档（D），发动机刹车为“+”和“‐”，或类似标识。此外，采用线性与开关型霍尔传感器来检测换挡杆位置。霍尔传感器利用磁场将磁力转换为电信号。因此，霍尔传感器检测到的电压决定了换挡杆的位置。然而，由于霍尔传感器易受外部磁场影响，需为每个档位配置多个传感器，难以在外部环境中确保可靠性。

非接触式电感位置传感方法用于确保在外部磁场以及温度和湿度等环境因素影响下的高可靠性。文献[12]–[14]提出了针对线性型传感器的非接触式电感位置传感方法，通过混频器来减小相位偏移。传统结构[12],[13]为了使用二维型传感器需要多个接收器，因为线性型传感器的应用为一维位置检测。因此，由于面积较大，难以应用二维型传感器。此外，文献[14]中的方法由于采用了可编程增益放大器（PGA）以通过补偿接收器输入幅度变化（该变化取决于变化的线圈驱动器阻抗）来减小位置误差，导致功耗过大。

本文中，模拟前端（AFE）控制器用于汽车电磁共振（EMR）换挡控制中的所提出的二维非接触式电感位置传感器。它由带自动两步阻抗校准的线圈驱动器、弛豫振荡器和时分模数转换器（ADC）组成。在所提出的结构中，即使负载发生变化，也能通过自动两步阻抗校准来运行驱动器，以产生所需的驱动能力。提出了一种时分12位SAR ADC，用于转换八相信号正弦输入信号，同时降低电流消耗和面积。为了在车辆温度条件下生成恒定的时钟频率，还提出了一种带温度补偿的弛豫振荡器，其能够根据温度自动调节核心电流。

本文的其余部分结构如下。第二节描述了汽车EMR齿轮控制中电感式位置传感器的概念。第三节解释了AFE架构。第四节讨论了各个模块的架构。第五节展示了结果，第六节对本文进行了总结。

II. 汽车EMR齿轮控制中电感式位置传感器的概念

示意图0

图1展示了电感线圈和电感式位置传感器的工作原理。模拟前端的线圈驱动器驱动发射线圈，驱动的发射线圈在齿轮谐振器中感应出共振。因此，齿轮谐振器在固定频率下产生共振。该信号从正弦线圈和余弦线圈中感应出正弦和余弦信号。通过位置检测算法计算出的接收正弦相位变化量用于检测谐振器的至少一个旋转位置和线性位置。用于检测谐振器前一点相对旋转位置的方法可参见[14]–[17]。

能量通过发射传感器线圈（kEX）谐振器充入谐振器中。由kEX激发共振的谐振器能量传递至接收（Rx）线圈。随后通过放电操作生成回波信号。由于共振作用，接收线圈中的回波信号由谐振器传递的能量产生。随后回波信号随时间衰减。最终，根据回波信号的幅度来检测位置。

理论上，接收信号幅度可以表示如下：
$$
A_{Rx \cos} = \cos\left(\frac{2\pi d}{L}\right) \times \sin\left(2\pi f_0 + \frac{\pi}{2}\right)
$$
$$
A_{Rx \sin} = \sin\left(\frac{2\pi d}{L}\right) \times \sin\left(2\pi f_0 + \frac{\pi}{2}\right)
$$
其中 $d$ 是目标到线圈位置的距离，$L$ 是线圈节距，而 $f_0$ 是目标的谐振频率[12]。

如(1)所示，传输到模拟前端（AFE）的正弦和余弦信号由模数转换器（ADC）转换为数字码，然后将这些数字码传送到微控制器单元（MCU）。MCU使用坐标旋转数字计算（CORDIC）算法分析包含位置信息的代码。

1959年，Deprettere等[15]描述了用于计算三角函数、乘法、除法以及二进制和混合进制数系统之间转换的CORDIC算法。CORDIC算法提供了一种仅使用移位器和加法器即可实现任意角度向量旋转的迭代方法。该算法源自向量旋转通用方程。图2(a)显示了向量V绕角度 φ旋转的情况。如果要将具有分量(x, y)的向量V旋转一个角度 φ，则会形成一个新的向量V’，其分量为(x’, y’)
$$
x′= \cos\varphi \cdot [x − y \tan \varphi]
$$
$$
y′= \cos\varphi \cdot [y+ x \tan \varphi].
$$

在(2)中，如果将旋转角度限制为$\tan(\varphi)= 2^{-i}$，则与正切项的乘法可简化为简单的移位操作。通过执行一系列依次减小的基本旋转，可以获得任意旋转角度。如果每次迭代i的决策确定的是旋转方向而非是否旋转，则$\cos(\varphi_i)$项变为常数[，因为$\cos(\varphi)= \cos(-\varphi)$]。每次旋转的方向由$di$定义，所有$di$值的序列决定了最终的向量。现在，该迭代旋转可表示为
$$
x_{i+1}= k_i[x_i − y_i \cdot d_i \cdot 2^{-i}]
$$
$$
y_{i+1}= k_i[y_i −x_i \cdot d_i \cdot 2^{-i}]
$$
其中
$$
k_i= \cos(\tan^{-1} 2^{-i})= 1/\sqrt{1+ 2^{-2i}}
$$
$$
d_i= \pm1.
$$
在(3)中，$k_i$因子用于根据i的值计算迭代旋转，是CORDIC算法[17]中的旋转增益。因此，微控制器通过比较之前的CORDIC算法结果和从AFE的模数转换器接收到的新代码来检测位置。

示意图1 向量V旋转角度 φ。(b) 以V为初始值的迭代向量旋转。)

如图2所示，微控制器通过迭代操作检测V’的位置。假设i=n，如图2(b)所示，当使用n进行迭代计算时，可以检测到所需的V’位置。本文中，迭代值为10，以确保分辨率优于0.1°，并确保微控制器能够控制迭代值。

III. 用于感应式位置传感器的模拟前端集成电路架构

示意图2

图3展示了汽车EMR齿轮控制系统中电感式位置传感器的模拟前端顶层框图。本文描述了模拟前端，但不包括线圈和数字信号处理部分。

模拟前端（AFE）由线圈驱动器、弛豫振荡器和时分ADC组成。线圈驱动器利用来自弛豫振荡器的预设时钟频率，将信号传输至外部发射线圈（Tx coil）。为了在AFE与齿轮谐振器之间的距离变化导致负载改变的情况下仍能保证驱动能力，提出了一种带有自动两步阻抗校准的线圈驱动器。带有温度补偿的弛豫振荡器为驱动器和模数转换器（ADC）生成同步时钟。由于线圈系统在200 kHz频率下产生正弦波并发生谐振，因此生成的驱动时钟（DRV CLK）也具有相同的200 kHz频率。这样，线圈驱动器便能以200 kHz的时钟频率强有力地驱动线圈系统。

所提出的时分ADC处理八相信号正弦波输入，由模拟多路复用器、多路复用控制模块和12位SAR ADC组成。来自接收线圈中谐振器的模拟多路复用器接收多相正弦波。为了处理这些不同相位的波形，采用了时分方法。因此，仅使用一个12位SAR ADC即可将具有不同相位且频率为200 kHz的正弦波转换为数字码，从而将面积和功耗减少到传统结构的约1/8。这些数字码在微控制器中通过位置检测算法进行处理。

IV. 功能模块

A. 线圈驱动器

通常，汽车EMR系统换挡控制中的电感式位置传感器的模拟前端具有外部线圈用于在负载变化时保持恒定的驱动能力。使用外部线圈驱动器时，在面积和成本方面会带来缺点。一些研究中提出了一种集成的片上线圈驱动器以克服这一缺点。然而，这种集成的片上线圈驱动器通过输入/输出接口[19]接收来自片外主机处理器的命令来控制驱动强度。

示意图3

图4展示了应用了自动两步阻抗校准的单端线圈驱动器的 proposed 结构[18]。在汽车EMR齿轮控制线圈驱动器中的电感式位置传感器通常具有50 Ω的负载阻抗。然而，由于线圈的物理特性、与负载相关的环境以及模拟前端与齿轮谐振器之间的距离，负载阻抗可能增加至约750 Ω。如果线圈驱动器的驱动能力在负载阻抗增加时保持不变，则电流驱动能力会降低。另一方面，通过所提出的自动两步阻抗校准，即使负载发生变化，也能使驱动器以期望的驱动能力运行。因此，即使负载发生变化，线圈驱动器仍能向齿轮谐振器提供恒定的谐振能量，且模拟前端的接收端始终可以接收到恒定电平的信号。从而，模拟前端的位置检测误差始终小于0.2%（i= 10），该值由CORDIC算法中的迭代值定义。

线圈驱动器由前置驱动器、主驱动器和自动两步阻抗校准模块组成。前置驱动器用于有效驱动主驱动器中的大尺寸金属‐氧化物‐半导体场效应晶体管（MOSFET）。主驱动器的有效MOSFET尺寸由输出阻抗控制。因此，主驱动器具有多个单元，每个单元包含不同尺寸的MOSFET和电阻，用于输出阻抗校准。

自动两步阻抗校准模块由粗调阻抗单元、细调阻抗单元、比较器、4位闪速ADC、REF_GEN以及自动两步阻抗校准控制器组成。粗调阻抗单元和细调阻抗单元由主驱动器的单元阵列构成，且单元的尺寸不同。校准控制器负责管理校准时序。

粗调阻抗校准通过比较器对线圈驱动器的输出直流电压与参考电压进行比较，根据比较结果控制上拉和下拉的粗调阻抗单元。该参考电压对应于线圈驱动器的输出阻抗等于50Ω时的输出电压。由于在阻抗校准后，线圈驱动器输出端交流信号幅度的直流偏置电压达到与参考电压相同 (VREF)的直流电平，因此即使负载阻抗从50Ω发生变化，线圈驱动器仍能以恒定幅度驱动线圈。在完成粗调阻抗校准后，细调阻抗校准利用4位ADC检测线圈驱动器的输出直流电压，校准控制器根据ADC的输出码精确调节驱动能力。由于校准分辨率的要求，在细调阻抗校准中使用ADC来检测线圈驱动器的输出直流电压。所提出的两步阻抗校准结构中的粗调校准阶段，使用比较器在4位ADC的分辨率范围内进行阻抗校准；粗调完成后，细调阶段再基于ADC输出码继续进行。因此，该自动两步阻抗校准方法可提高阻抗校准的精度，同时降低电流和面积。

示意图4

图5显示了自动两步阻抗校准的流程图。上电后，控制信号（粗调阻抗校准<2:0>和细调阻抗校准<3:0>）具有初始值。第一步为粗调阻抗校准。通过使用比较器的输出，从最高位到最低位依次控制粗调阻抗校准<2:0>。粗调阻抗可补偿50至750 Ω之间的阻抗变化，调节步长为100‐Ω步。粗调校准完成后，粗调阻抗校准<2:0>即被确定。此外，粗调锁定信号触发细调阻抗校准的开始。

第二步涉及细调阻抗校准以提高精度。细调阻抗单元中的MOSFET和电阻的尺寸小于粗调阻抗单元中的尺寸。因此，细调阻抗校准可以补偿100 Ω的阻抗变化，以确保精确阻抗匹配。完成细调校准后，精细Z校准<3:0>用于最终确定自动两步阻抗校准。

示意图5

图6显示了阻抗校准的时序图。在校准期间，细调锁定信号置为低电平。因此，IN为高电平，INB为低电平。在此期间，粗调阻抗校准开始，并通过阻抗校准控制器选择粗调位。阻抗校准控制器利用比较器的输出从最高位到最低位控制校准位。粗调校准完成后，粗调锁定信号启动细调校准。在此期间，细调阻抗校准开始，并通过阻抗校准控制器选择细调位。阻抗校准控制器利用4位ADC的输出从最高位到最低位控制校准位。当所有校准完成之后，输出码在复位前保持不变。细调阻抗校准完成后，细调锁定信号变为高电平。因此，IN和INB分别连接到分频时钟和分频时钟反向，以进行正常操作。

示意图6

图7显示了输出阻抗和驱动电流与阻抗控制信号的关系，即粗调阻抗校准<2:0>和细调阻抗校准<3:0>。粗调阻抗的调节范围为50至750 Ω；驱动电流可相应地从0 mA调整至45 mA。在完成粗调阻抗校准后，通过四个控制位在细调范围内进行细调阻抗校准，以精确匹配阻抗。

B. 时分ADC

在提出的AFE中，使用模数转换器来确保数字码随八相信号的正弦信号而变化。由于模数转换器的精度直接关系到感应传感器的性能，因此采用了高分辨率（12位）模数转换器。

为了同时转换八相信号，需要八个并行ADC。然而，这会导致电流和面积的显著损耗。因此，本文采用了一种时分复用方法。

示意图7

图8显示了时分共享ADC的框图。时分共享ADC模块由模拟多路复用器、多路复用控制模块和12位SAR ADC组成。来自接收线圈的多相正弦波与分频时钟（DIV CLK）同步后进入模拟多路复用器。多路复用控制模块利用分频时钟依次生成多路复用器控制码（MUX CONT codes），从而使多路复用器的输出按SIN1、COS1到COS4顺序切换。因此，八相信号能够精确同步，因为分频时钟是固定的。在多路复用控制器中，还生成了与分频时钟上升沿同步的模数转换器启动转换信号（ADC SOC）。因此，仅使用一个模数转换器即可实现精确的模拟到数字转换。

为了减小模拟前端（AFE）的面积和电流消耗，采用了一种双采样SAR ADC结构[20]。图9显示了所实现的SAR ADC的框图。通常情况下，一个传统的12位SAR ADC为其二进制搜索算法需要 $2^{12}C$，其中C为单位电容。然而，通过在CDAC的对侧使用单个采样电容（CS），总电容变为$2(12−1)C+CS$，其中 $2(11)C$为CDAC的电容，CS为采样电容的电容值。由于CS仅用于采样，其总电容大小可忽略不计。根据ADC时序，当ADC SOC在一个时钟周期内被触发时，ADC开始以OSC CLK时钟频率对模拟多路复用器输出（analog MUX OUT）进行模数转换。在采样阶段，模拟输入信号被采样5个时钟周期，随后在保持阶段的32个时钟周期内完成比较和转换。转换完成后，转换结束信号（ADC EOC）持续两个时钟周期，以在 ADC_OUT处获得12位数字数据。在冗余时钟周期期间，采用数字误差校正技术来纠正每次转换步骤中产生的误差。

示意图8

C. 带温度补偿的弛豫振荡器

示意图9

图10 显示了采用温度补偿[21],[22]的 proposed relaxation oscillator。用于模拟电路中的弛豫振荡器的可靠性在低频段中非常重要。此外，当用作汽车半导体时，该振荡器必须能够在温度变化时产生恒定频率。

振荡器的频率由电流、电容器和电源电压决定。由于温度等外部因素，电容器和电源电压会发生轻微变化。然而，由于晶体管的特性，电流随温度的变化相对较大。因此，振荡器的输出频率随温度发生显著变化，导致可靠性问题。本文提出的振荡器能够根据温度自动调节核心电流，从而在温度变化时仍能产生恒定的频率。此外，通过使用 CAPS 调谐位进行工厂校准，可以补偿因工艺变化引起的绝对频率偏移。微控制器控制CAPS 以实现精确的频率。

示意图10

图11展示了所提出的弛豫振荡器的温度补偿过程。首先，在 −40°C到135°C的温度范围内，与绝对温度成正比（PTAT）和与绝对温度互补（CTAT）的输出随温度线性变化。其次，作为输入接收的PTAT和CTAT输出对应的ADC输出码随温度线性增加。最后，如图10中弛豫振荡器的框图所示，ADC输出被施加到温度补偿的PMOS阵列上，以调节电流。

如图11所示，随着温度升高，由于电流增加，晶体管特性发生变化，导致弛豫振荡器的输出频率升高。为了补偿这一点，通过使用控制PMOS阵列的ADC输出，如图11所示，产生与振荡器电流特性相反的补偿电流。由于 PTAT和CTAT曲线存在非线性特性，并且会因工艺变化而有所不同，因此采用基于差分ADC的温度补偿电路，以补偿随温度变化的曲线非线性特性。通过补偿电流，可以产生恒定电流以及输出频率的温度特性，如图11所示，在补偿后的最后一步中所示。

V. 实验结果

示意图11

图12显示了用于汽车EMR齿轮控制中电感式位置传感器的提出的AFE的芯片显微照片。该芯片采用CMOS 0.18‐μm工艺制造。

示意图12

图13显示了模拟前端（AFE）的测量环境。该环境由微控制器（MCU）、电源和传感器线圈组成，用于验证AFE在谐振器距离方面的性能。制造的集成电路处理齿轮谐振器位置的ADC码，然后由微控制器分析齿轮谐振器的位置。

示意图13

图14显示了有无自动两步阻抗校准时线圈驱动器输出电压和电流的测量结果。如果不应用自动两步阻抗校准，输出电压和电流将电流随负载变化而显著改变，并观察到异常的驱动操作。然而，所提出的自动两步阻抗校准能够在负载阻抗从50变化到 750 Ω时，以相对较小的输出电流变化正常工作。

示意图14 积分非线性(INL)，(b)微分非线性(DNL)，以及(c)信噪失真比 (SNDR)和有效位数(ENOB)的逐次逼近型模数转换器(SAR ADC)。)

图15(a)和(b)分别显示了SAR ADC的差分非线性 (DNL)和积分非线性(INL)的实验结果。峰值DNL和INL分别为 −0.831/0.638最低有效位和 −0.879/0.493最低有效位。图15(c)显示了在600 kS/s采样率下SAR ADC的快速傅里叶变换频谱。测得的信号噪声与失真比 (SNDR)和有效位数(ENOB)分别为70.451分贝和11.410位。使用LabVIEW[23]对ADC输出进行分析。所提出的 ADC的功耗为607.53μ瓦，在3.3伏供电电压下工作。

示意图15

图16展示了使用温度补偿的弛豫振荡器的测量结果。测量过程中使用了温控箱，x轴表示温控箱的温度。在应用温度补偿之前，当温度范围从−40°C到135°C时，弛豫振荡器产生28兆赫输出频率，变化率为 ±10%。然而，在应用温度补偿后，频率误差约为 ±1%，从而降低了输出频率随温度的变化。

示意图16

图17展示了带齿轮谐振器的所提出线圈驱动器的测量波形。该线圈驱动器每隔2.5毫秒在发射线圈中重复进行充放电。用于检测齿轮谐振器的位置。因此，可检测到反映齿轮谐振器位置的位置信号。这些信号通过接收线圈（分别为COS1∼4线圈和SIN1∼4线圈）作为RxCOS1∼4和RxSIN1∼4信号输入至模拟前端。从而，电感式位置传感器通过输入位置信号识别齿轮谐振器的位置。

如图17所示，带有齿轮谐振器的发射传感器线圈（ kEX）在2.5毫秒周期内进行140 μ秒的充放电。接收传感器线圈的回波信号在放电期间产生。最终，可通过该回波信号检测齿轮谐振器的位置。此回波信号通过时分ADC转换为数字码。这些数字码由微控制器进行处理。微控制器通过将前一次CORDIC算法的结果与来自AFE时分ADC的新接收到的数字码进行比较，从而确定位置。

示意图17 幅度和 (b) 位置误差。)

图18(a)和(b)显示了检测幅度和位置误差的测量结果齿轮谐振器的半径以及模拟前端与齿轮谐振器之间的位置距离。这些结果还表明，由于进行了校准，线圈驱动器相对于模拟前端与齿轮谐振器之间位置距离的检测幅度变化可以降低。因此，这表明线圈驱动器的位置检测误差可以减小。在测量中，实际（x, y）位置与目标（x’, y’）位置之间的相位差为40°。通常，随着模拟前端与齿轮谐振器之间距离的增加，位置检测误差也随之增加。同样，随着齿轮谐振器半径的增加，位置检测误差进一步增大。

当模拟前端与齿轮谐振器之间的距离为4毫米，使用1.5毫米半径的齿轮谐振器且未对线圈驱动器进行校准时，位置检测误差约为0.36%。此外，误差还根据谐振器的半径分散约0.12%。

另一方面，当模拟前端（AFE）与齿轮谐振器之间的距离为4毫米，并使用1.5毫米半径的齿轮谐振器及线圈驱动器校准时，位置检测误差约为0.16%。该误差随谐振器半径的不同而大约有0.02%的波动。如第二节所述，位置误差是通过使用CORDIC算法的反正切公式计算得出的。在此测量中，位置检测的迭代值（3）为10，其分辨率为
$$
\varphi_i= \tan^{-1} 2^{-i}
$$
$$
\varphi= 0.05595289°
$$
其中
$$
i= 10.
$$
在(4)中，如果迭代值为10，则相位位置检测的分辨率为0.055°。这意味着当位置相位变化为40°时，可实现 99.8%的位置检测精度。因此，如图18所示，如果对模拟前端（AFE）应用阻抗校准，则其位置检测误差可以小于 0.2%，无论齿轮谐振器与电感半径之间的距离如何。从 (4)可以看出，即使角度发生变化，通过控制迭代值，位置检测误差在任意角度下均可小于0.2%。

图19显示了当目标相位差为40°且对100个样本应用阻抗校准后，位置相位差的直方图。根据测量结果，模拟前端与齿轮谐振器之间的位置距离为4毫米，电感半径为1毫米。100个样本的相位差平均值和标准偏差分别为 40.0024°和0.03987°。因此，得益于自动两步阻抗校准，模拟前端可确保位置检测误差小于0.2%。

表I展示了先前研究与用于汽车EMR齿轮控制中电感式位置传感器的模拟前端之间的性能比较。方法[12]–[14],[19]通过混频器减小相位偏移。这些结构采用了一维线性型传感器。这些结构的缺点是其大面积，需要多个线圈和控制电路。然而，本文采用了一种二维型传感器，可同时检测线性位置和旋转位置。本文在功耗和面积方面的优势源于采用了时分ADC架构。如表I所示，本文的功耗相比[14]降低了约80%。此处的功耗仅指模拟前端（AFE）本身的功耗，不包括负载电流。在[12]–[14],中，使用了可编程增益放大器（PGA）来在模数转换器（ADC）之前提高接收端（Rx）灵敏度。然而，[12]–[14]并未包含PGA和ADC的总功耗。如果将其计入，则[12]–[14]中的累计功耗将远高于本文。

本文中的接收端传感器电压范围为300 mV至2.2 V。在[12]–[14],的情况下，其幅度由于线圈驱动器不包含阻抗校准，接收端输入信号较小且随线圈驱动器阻抗变化而变化。因此，PGA对接收端的ADC输入信号进行放大。然而，本文中的模数转换器可在无需PGA的情况下直接接收接收端信号，因为本文的线圈驱动器具有自动两步阻抗校准功能。因此，本文的接收端传感器电压等于ADC输入范围。此外，本文测得的位置检测误差小于0.2%。

VI. 结论

本文介绍了一种用于汽车EMR齿轮控制应用中的电感式位置传感器的模拟前端（AFE）。该AFE由线圈驱动器、弛豫振荡器和时分ADC组成。提出了一种带有自动两步阻抗校准的线圈驱动器，以确保其驱动能力。提出了一种利用模数转换器（ADC）进行温度补偿的弛豫振荡器，可在车辆温度条件下产生恒定的时钟频率。为了处理八相信号，提出了一种时分ADC，其面积和功耗约为传统结构的1/8。

用于汽车EMR齿轮控制中电感式位置传感器的芯片采用0.18‐μm CMOS工艺制造，芯片面积为2 mm × 1.5 mm。模拟前端在3.3伏供电电压下的功耗为23.1 mW，可驱动1个发射线圈和8个接收线圈。实测检测精度大于99.8%。发射端的测量结果显示，其驱动能力高于35 mA，具体取决于从50到 750 Ω的负载变化。