介质支柱宽带去耦技术

采用介质支柱的宽带双极化大规模天线阵列去耦

摘要

本文提出了一种用于宽带、双极化和大规模天线阵列互耦降低的去耦介质短截线（DDS）技术，其中低介电常数的DDS无缝地安装在双极化宽带天线阵列上。文中定性解释了所提出的DDS的去耦机制。通过合理优化介质枝节的介电常数和尺寸，DDS能够高效地降低阵列单元之间的互耦。介质枝节被视为一种扰动，可轻微局域化天线单元辐射的电磁场，从而降低空间波耦合。所提出的去耦技术具有宽带、低成本、高效率的优点，并适用于大规模天线阵列。为验证该技术，对有无DDS的4 × 4双极化宽带天线阵列进行了仿真、测量和比较。仿真结果表明，在4.4到5.0 GHz频带内，所有耦合路径上的端口间隔离度均超过25 dB，比无DDS的情况提高了7 dB。此外，采用所提出的DDS后，天线单元的总效率也得到提升。测量结果与仿真结果吻合良好，验证了DDS方法在大规模天线阵列去耦中的有效性。

索引词

互耦，宽带，双极化，阵列天线，大规模MIMO，介质桩。

I. 引言

多输入多输出（MIMO）作为一种不可或缺的技术，已被证明能够显著提高频谱效率和信道容量[1]‐[5]。MIMO天线单元之间的强互耦会降低MIMO性能。通常，15‐17 dB的隔离度已足以满足MIMO信道容量或误码率的要求[5]。大规模MIMO是5G无线通信的关键技术之一。通过利用大规模MIMO天线的方向性和波束指向，大规模MIMO可进一步提升MIMO信道容量。

阵列。大规模MIMO天线阵列的聚焦和可steering波束使其能够精确跟踪单个用户，可用于MIMO基站与车辆之间的无线通信，如图1所示，以提供更优且可靠的连接。除了MIMO性能外，大规模MIMO中的互耦还会影响大规模天线阵列中天线单元的有源电压驻波比以及功率放大器的效率[5]。此外，单元间的耦合也会影响阵列中天线单元的辐射方向图以及在大扫描角下的增益损耗。因此，迫切需要增强大规模MIMO阵列单元之间的隔离度，业界建议或要求互耦低于‐25 dB。

一般来说，天线单元之间的互耦通过三种不同的电磁波耦合路径发生：a）自由空间中的空间波耦合；b）基板内部或基板与自由空间界面处的表面波耦合；c）地电流耦合。削弱部分或全部这三种耦合路径是当前降低天线单元间互耦的主要策略。在大规模MIMO天线阵列中，单元间距通常略大于0.5λo，此时相比路径b）和c），路径a）（空间波耦合）是实现超过25 dB隔离度的主要挑战。

过去几十年见证了去耦技术的发展。缺陷地结构（DGS）通常在金属地上蚀刻，以实现带阻滤波特性，防止地电流耦合从一个天线单元传递到其他天线单元，从而提高隔离度。增强效果[6]‐[9]。然而，缺陷地结构（DGSs）可能会增加后向辐射，破坏接地平面，并且去耦带宽较窄，因此不适用于在宽带范围内对大规模天线阵列进行去耦。电磁带隙（EBG）结构也广泛用于通过带阻特性来抑制表面波耦合，从而提高天线单元间的隔离度。在[10], Yang et al.的研究中，将方形电磁带隙结构放置在两个天线单元之间，以阻断表面波耦合，实现隔离度增强。研究还发现，随着EBG结构数量的增加，去耦效果更加显著。因此，EBG结构不适合用于密集排列的天线阵列，因为它们需要较大的空间来容纳。其他结构如单面紧凑型电磁带隙（UC‐EBG）、裂环谐振器（SRR）或改进型SRR采用了与EBG结构相同的去耦机制来降低互耦[11]‐[13]。然而，EBG结构仅能在窄带内有效降低互耦，限制了其应用范围。

中和线是另一种高效解耦双单元天线系统的方法[14]‐[17]。通过合理设计中和线，可以引入额外的耦合路径，抵消原有的空间波耦合路径。然而，中和线的去耦模式不易激励，尤其是在大规模天线阵列中。

为了降低双极化大规模MIMO天线阵列（4 × 4或更大规模）的互耦，近年来提出了不同的技术。基于传输线的去耦网络已在[17],[18]中引入。[17]中的基于传输线的去耦网络可有效降低双极化阵列的耦合，但存在去耦带宽窄、复杂度高以及总效率略有下降的问题。通过基于传输线的陷波器[18],[19]，去耦带宽得到了显著改善。然而，由于交叉极化耦合较高，该方法在双极化阵列中的应用较为困难。文献[20]提出了一种去耦地（DG），利用地电流耦合来抵消空间波耦合，但为了实现25 dB的隔离度，阵列的单元间距相对较大。Wu et al [21]最近提出了天线阵列去耦表面（ADS）。该方法在天线阵列上方放置具有特定金属图案的表面，以引入额外的反射波，从而抵消自由空间中的空间波耦合。如[22]所报道，通过相位补偿技术，ADS对大规模和双极化天线的去耦效果得到了提升。实现良好ADS的关键在于优化其反射相位，使其与直接耦合的相位匹配，从而实现显著的耦合抑制。然而，ADS的设计复杂度较高。

本文提出了一种简单的方法，用于在宽带范围内降低双极化大规模贴片天线阵列的互耦。该技术只需将可采用3D打印技术制造的去耦介质短截线（DDS）无缝安装在天线阵列上即可。通过合理优化介电常数和尺寸参数，通过介质桩，可以在宽带范围内实现显著的互耦降低。DDS的存在作为扰动，略微局域化一个天线单元辐射的电磁场，从而削弱自由空间或基板与自由空间界面处的电磁波耦合。为了验证，将设计并实现一个4 × 4双极化宽带贴片天线阵列，分别在有无DDS的情况下进行测试。所有结果均经过实验验证，以证明所提出去耦方法的有效性。

论文结构如下：第二节定性地解释了DDS的去耦机制。第三节介绍了双极化宽带天线单元。为了演示，第四节实现了一个由DDS实现的4 × 4双极化去耦天线阵列，并进行了参数研究。第五节给出了天线制造、测量和讨论。最后，第六节总结了结论。

II. 去耦方案

图2展示了采用和未采用所提出的DDS的天线阵列的示意图。从电磁波传播的角度对去耦机制进行了定性分析。对于图2(a)所示的天线阵列，从天线单元发出的电磁波将直接辐射到自由空间，此时天线单元之间会发生空间波耦合。相比之下，对于图2(b)所示的所提出的去耦天线阵列，电磁波首先会耦合到介质桩，然后再辐射到自由空间。众所周知，由于介电材料的介电常数高于空气，因此其提供电磁波限制能力优于空气。这种限制能力会扰动电磁波的传播，可被合理利用以减小空间波耦合，从而降低天线单元之间的互耦。

由于介质桩安装在天线单元上，提出的去耦方案应与介质谐振天线区分开来。介质谐振器的介电常数通常较高（典型值为10.2），以便在介质谐振器中激励特定的工作模式。然而，在提出的去耦方案中，介电常数不允许过高：一方面，应避免介质桩被激励为介质谐振器；另一方面，低介电常数可以最小化其对天线单元阻抗匹配的影响，从而使介质支柱能够直接安装在天线阵列上以实现互耦降低，而无需重新设计天线单元尺寸来调节其阻抗匹配。

与用于互耦降低的现有技术相比，所提出的方法具有以下特点：
a) 结构简单：仅需优化介质桩的介电常数和尺寸即可获得良好的去耦性能；
b). 宽去耦带宽：介质支柱工作在非谐振状态，因此具有宽带特性；
c). 易于制造：天线阵列与DDS之间无空气间隙，且DDS可通过3D打印技术制造；
d). 可行的双极化和大规模（N × N）天线阵列去耦方案，且总效率得到提升。

III. 一种双极化宽带天线单元

为了实现宽带互耦降低，宽带天线单元至关重要。此处采用叠层技术以实现宽带天线单元[23]‐[25]。图3展示了双极化（+/‐45度极化）宽带贴片天线单元的几何结构。为了展宽贴片天线的带宽，在驱动贴片上方堆叠了一个寄生贴片，如图3(a)所示。所有支撑基板均采用介电常数为3.65、厚度为1.524 mm、损耗角正切为0.0037的Rogers RO4350B材料。由Rogers RO4450F制成的粘合膜夹在支撑基板之间，以实现紧密连接，该粘合膜的介电常数为3.52，厚度为0.202 mm，损耗角正切为0.0029。贴片的尺寸经过合理选择，以使天线在目标频率下工作。

. 前视图。(b). 侧视图。(c). 驱动贴片的前视图。(d). 寄生贴片的前视图。(a = 31 mm, l = 13.5 mm, l1= 10.5 mm, lf= 5.5 mm, d = 1.25 mm, ls= 2.5 mm, ws= 0. 7 mm))

对于双极化天线单元，其两个正交端口之间的隔离度也需要满足多输入多输出无线通信系统的要求。差分馈电技术能够有效实现两个正交端口的高隔离度[26]，但存在较大的体积和复杂的结构，不适合大规模天线阵列。此处，在驱动贴片上蚀刻一个缝隙，如图3(c)所示，以降低正交端口（端口1和2）之间的耦合，并改善双极化宽带天线单元的阻抗匹配。该缝隙的长度为ls，宽度为ws。为了验证该缝隙的有效性，使用我们现有的CST微波工作室软件进行了仿真。图3比较了所提出的天线单元在有无缝隙情况下的S参数。从图4可以看出，通过蚀刻矩形缝隙，端口1和2之间的耦合显著降低，反射系数也得到改善。

IV. 一种去耦合的4 × 4双极化宽带贴片天线阵列

A. 提出的DDS与双极化宽带天线阵列的配置

采用所提出的天线单元，设计了一个4 × 4双极化宽带天线阵列，并集成了所提出的DDS，同时在该4 × 4天线阵列周围采用了虚拟元件以减小外部天线元件的边缘效应，如图5所示，并验证了其在大规模应用中的可行性。DDS与天线阵列无缝集成，在天线阵列与DDS之间无空气间隙，如图5 (c)所示。另一方面，大规模MIMO天线阵列还需要具备大扫描角下的波束成形能力。较小的单元间距可以扩大扫描角，并避免高频时栅瓣过早出现。因此，单元间距选择为31毫米，对应4.7 GHz时的0.485λ。每个天线端口均已编号，以便简化描述。

前视图。(b) 透视图。(c) 侧视图。)

所提出的DDS可以通过以下参数来表征：形状、介电常数、高度和边长。其中，根据第二节中描述的去耦机制，介质支柱的介电常数、高度和边长在去耦性能方面比其形状起着更为重要的作用。我们已进行了一些仿真，以考察不同具体形状（如长方体、圆柱体、椭球体）的介质支柱在介电常数、高度和边长保持相同的情况下其去耦性能的表现。观察发现，不同形状的介质支柱均能在不同程度上实现互耦降低。此处采用高度为 dh、边长为 do 的长方体介质支柱，因其最易于通过3D打印技术制造，用于验证其去耦性能。介质支柱的介电常数、高度和边长对去耦性能的影响通过CST软件进行了研究和仿真。在大规模去耦天线阵列的设计中，通常首先检查中心天线单元与其余天线单元之间的互耦。因此，为了简化去耦性能的比较，本文对比了在不同参数下天线端口6（见图5 (a)）与其他天线端口之间的耦合情况。

B. 介电常数对去耦性能的影响

固定介质桩的尺寸，研究DDS的介电常数对去耦性能的影响。根据第二节中提出的去耦机制的定性分析，介质桩的介电常数不能过高。为了确定介质桩的介电常数，仿真并比较了有DDS的双极化宽带天线阵列在介电常数分别为1.5、2.0、2.55、3.0、3.5和4.0时的S参数。这里，S3,6, S6,6, S18,6, S22,6, S23,6, S26,6 进行了比较，因为在4.4到5.0 GHz范围内其余的互耦均低于‐25 dB。如图6所示，互耦与DDS的介电常数密切相关。较高的介电常数对天线单元的阻抗匹配产生负面影响，导致反射系数（S6,6）变差，如图6(b)所示。从图6(c)、(e)和(f)可以看出，无论是低介电常数还是高介电常数，都会在某些频率下导致|S18,6|, |S23,6| 以及|S26,6| 的互耦高于‐25 dB。当介电常数为2.55时，互耦水平在所有介电常数中达到最佳。

. |S3,6 |. (b). |S6,6 |. (c). |S18,6 |. (d). |S22,6 |. (e). |S23,6 |. (f). |S26,6 |.)

介电常数2.55与用于3D打印的电介质材料相符。众所周知，3D打印技术在打印电介质材料方面已变得流行，因为它简便且成本低廉。在我们的实验室中，两种可用材料被广泛用于3D打印：一种是介电常数为2.65的聚乳酸（PLA），另一种是介电常数为2.55的丙烯腈‐丁二烯‐苯乙烯共聚物（ABS）。这里我们选择ABS材料来制作介质支柱，ABS材料在毫米波波段的损耗角正切约为0.01。需要指出的是，其他具有类似介电常数的材料也可以选择用于实现介质支柱。

为进一步缩小介电常数的范围，在介质支柱中心加工方形空腔，以降低其有效介电常数，因为介质支柱的实体体积减小，如图7所示。方形空腔的边长初始设置为5毫米。对带有和不带方形空腔的情况进行了S参数仿真。仅比较了S7,6, S11,6, S26,6的互耦。从图8可以看出，引入方形空腔可进一步降低互耦。S7,6的耦合显著从‐22.5 dB改善到‐25 dB，S11,6, S26,6的耦合也在不同程度上得到改善。

还研究了方形空腔边长（di）对去耦性能的影响。通过仿真并对比不同di值下的S参数可以看出，如图9所示，端口6的反射系数带宽（S6,6）随着di的增加而变窄，正交互耦（S22,6）性能也逐渐恶化。di较大等效于介质桩的有效介电常数较低。同时，S18,6, S21,6, S23,6, S26,6互耦低于‐25 dB的带宽也随着di的增加而减小。图9所示结果与图6的结果一致。

S18,6。(b) |S21,6|。(c) |S22,6|。(d) |S23,6|。(e) |S26,6|。(f) |S6,6|.)

C. 边长对去耦性能的影响

研究了介质桩的边长（do）对去耦性能的影响。如图10所示，天线端口6的反射系数在不同do取值下均能保持良好。仅比较S11,6, S18,6, S21,6,和S26,6的互耦，因为其余互耦均低于‐25 dB。如图10所示，可以观察到S11,6, S18,6, S21,6,和S26,6的互耦随着do的增加而变差。然而，较小的do在不同程度上会增加低频段的互耦。

. |S11,6|。(b). |S18,6|。(c). |S21,6|。(d). |S26,6|。(e). |S6,6|.)

D. 高度对去耦性能的影响

改变介质基板的高度（dh）以检查其对去耦性能的影响。使用不同的dh值对S参数进行仿真。仅比较S5,6, S7,6, S18,6,和S26,6的互耦，因为其余互耦均低于‐25 dB。如图11所示，S5,6, S7,6, S18,6,和S26,6的互耦随着dh的增加而变差。较小的dh在不同程度上会增加S18,6和S26,6在低频段的互耦。从图11(e)可以看出，天线端口6的反射系数在不同dh取值下仍能保持良好。还通过仿真考察了dh对实现增益、总效率和辐射方向图的影响。结果发现，dh对天线单元的实现增益、总效率和辐射方向图影响可忽略不计。

. |S5,6 |. (b). |S7,6 |. (c). |S18,6 |. (d). |S26,6 |. (e). |S6,6 |.)

E. 去耦性能比较

对双极化宽带天线阵列的S参数进行了有无DDS情况下的仿真，以检验所提出的DDS的有效去耦性能。介质桩的尺寸选择为：do=27mm，dh= 23mm，di= 5mm。在不失一般性的前提下，对比了阵列中天线端口1、17、6和22与其余天线端口之间的互耦，其中考虑了双极化条件下中心和边缘天线端口与其余天线端口之间的互耦。

. 天线端口1、17、6、22的反射系数。(b). 天线端口1、6、17、22在有无DDS时的互耦包络。互耦：(c). 1与5、6、9之间；(d). 1与17、18、19、23之间；(e). 17与2、3、7之间；(f). 17与21、22、23之间；(g). 6与2、3、9、10之间；(h). 6与11、21、22、23之间；(i). 22与5、7、17、18之间； (j). 22与19、25、26、27之间。)

如图12(a)所示，天线端口1、6、17、22的反射系数不受DDS影响，工作带宽仍可保持。考虑所有互耦路径的天线端口1、6、17、22的互耦包络如图12(b)所示，其中观察到显著的互耦降低。在图12(c)‐(j)中，绘制并比较了无DDS和有DDS的天线阵列中高于‐25 dB的互耦情况。对于具有相同极化的相邻天线端口1和5，S51的互耦可从‐18 dB降低至‐27.5 dB。对于具有相同极化的对角相邻天线端口1和6，S61的互耦可从‐20 dB降低至‐25 dB。对于具有正交极化的相邻天线端口1和18，互耦可从‐17.5 dB降低至‐26 dB。对于具有相同极化的天线端口6及其（对角）相邻天线端口2、3、9、10、11，S2,6, S3,6, S9,6, S10,6, S11,6,的互耦均降低至‐25 dB以下。对于具有正交极化的天线端口6及其相邻天线端口21和23，S21,6, S23,6的互耦可降低至‐25 dB以下。

为进一步探究耦合减小的有效性及机理，在天线端口6激励且其余端口接匹配负载时，绘制了4.5 GHz下天线单元上的电流分布以及在x = 15.5 mm和y = ‐15.5 mm平面上的电场分布。如图13 (a) 和 (b) 所示，采用提出的DDS时，天线单元上的电流密度明显弱于未使用DDS的情况，充分证明了所提出的DDS的去耦性能。从图13 (c)‐(f) 所示的电场密度可以看出，介质桩确实能够略微限制电磁场的辐射从由天线端口6激励的天线单元出发。具体而言，在相同区域的y平面= ‐15.5 mm处，无DDS时天线端口21从端口6接收到的电场比采用提出的DDS时更强；而在相同区域的x平面= 15.5 mm处，天线端口2和10从天线端口6接收到的电场也比采用提出的DDS时更强，表明实现了显著的互耦降低。电场密度与图12(g)和(h)中绘制的S21,6, S2,6, S10,6的互耦结果高度一致。

无DDS，(b) 有DDS。电场密度：(c) 无DDS，在y = ‐15.5 mm处；(d) 有DDS，在y = ‐15.5 mm处；(e) 无DDS，在x = 15.5 mm处；(f) 有DDS，在x = 15.5 mm处。)

从电流和电场分布可以看出，提出的DDS的存在并未改变天线阵列的工作模式，因为它们的电流模式非常相似。介质支柱也未被天线单元激励为介质谐振器。

根据上述分析，双极化宽带天线阵列去耦DDS的设计步骤总结如下：
a). 设计一种双极化宽带天线单元，建议采用偶极子天线或叠层贴片天线；
b). 选择介电常数推荐值约为2.5的电介质材料；
c). 优化介质桩的尺寸：高度约为0.3λ到0.4λ，边长为0.3λ到0.5λ。介质桩的尺寸可进行优化以达到预期效果；需要指出的是，介质桩的具体形状并非唯一，采用圆柱体、圆锥体等形状的介质桩也可在不同程度上实现去耦性能；

V. 测量与讨论

为了验证所提出的去耦技术的有效性，制作并测量了带有和不带有DDS的天线阵列。天线阵列采用多层PCB技术制造。提出的DDS使用我们现有的3D打印机打印而成。原型的照片如图14所示。为了将DDS牢固地固定在天线阵列上，还打印了如图14(b)所示的薄十字形介质条和介质方环[以连接介质支柱。在介质条上钻了一些通气孔，以便与天线阵列对齐和连接。需要说明的是，薄十字形介质条不会影响DDS的去耦性能。

. 无DDS。(b). 有DDS。)

A. S参数

所提出的双极化宽带天线阵列在有无DDS情况下的S参数被测量并进行比较。需要注意的是，在测试两个天线端口之间的互耦时，其他天线端口均接匹配负载。此处，我们选取了位于天线阵列中心和边缘的天线端口7、23、16、32（见图5 (a)）。

. |S7,7|, |S23,23|, |S16,16|, |S32,32|。(b). |S2,7|, |S4,7|, |S9,7|, |S10,7|, |S11,7|。(c). |S12,7|, |S19,7|, |S22,7|, |S23,7|, |S24,7|。(d). |S12,32|, |S14,32|, |S15,32|, |S16,32|, |S22,32|。(e). |S23,32|, |S26,32|, |S27,32|, |S28,32|。(f). 天线单元7和32的测量和仿真互耦包络。)

如图15(a)所示，天线端口7、23、16、32的测量反射系数彼此非常接近。同时观察到，DDS的存在并未影响天线单元的反射系数。在互耦比较中，仅测量并比较了S2,7, S4,7, S9,7, S10,7, S11,7, S12,7, S19,7, S22,7, S23,7, S24,7, S12,32, S14,32, S15,32, S16,32, S22,32, S23,32, S26,32, S27,32, S28,32 ，因为其余互耦均低于‐25 dB。从图15(b)和(c)可以看出，对于中心天线单元，对应于具有相同极化的对角天线端口7和10的S10,7互耦从‐18 dB降低至‐25 dB；对应于具有正交极化的相邻天线端口7和22的S22,7互耦从‐20 dB降低至‐25 dB。对于边缘天线单元，如图15(d)和(e)所示，对应于具有正交极化的相邻天线端口15和32的S15,32互耦从‐17.5 dB降低至‐25 dB，对应于具有相同极化的对角天线端口27和32的S27,32互耦可从‐18 dB降低至‐25 dB，对应于具有相同极化的相邻天线端口32和28的S28,32互耦可从‐21 dB降低至‐25 dB。图15(b)‐(e)表明，从4.4到5.0 GHz的互耦可降低至‐25 dB，这表明所提出的带有DDS的双极化宽带天线阵列在同极化和交叉极化下均可实现所有互耦低于‐25 dB。图15(f)比较了测量的天线端口7和32的仿真互耦包络（包含所有曲线/路径中最差的耦合情况）。可以看出，仿真和测量结果一致，测量的互耦包络在4.4到5.0 GHz范围内低于‐25 dB。

B. 辐射方向图、实际增益和总效率

在消声室中，分别激励天线端口7、23、6、22、16、23时，测量并比较了双极化宽带天线阵列在有无DDS情况下的辐射方向图、实际增益和总效率，其中端口为7和23的天线单元与端口为6和22的天线单元相邻。需要说明的是，当某一天线端口被激励时，其余天线端口均接匹配负载。

天线端口7激励时的水平面。(b) 天线端口7激励时的垂直面。(c) 天线端口23激励时的水平面。(d) 天线端口23激励时的垂直面。(e) 天线端口6激励时的垂直面。(f) 天线端口6激励时的垂直面。(g) 天线端口22激励时的垂直面。(h) 天线端口22激励时的垂直面。(i) 天线端口16激励时的垂直面。(j) 天线端口16激励时的垂直面。(k) 天线端口32激励时的垂直面。(l) 天线端口32激励时的垂直面。)

图15对比了双极化宽带天线阵列在4.5 GHz频点有无DDS时的测量归一化辐射方向图。如图16所示，在水平和垂直面内，实测同极化（同极化）方向图在‐60至+60度范围内具有良好的一致性，表明DDS的存在不会显著影响天线单元的辐射方向图。此外，当分别激励天线端口7、23、6、22、16、32时，辐射方向图在‐60至+60度范围内也保持稳定。在水平和垂直面内，实测交叉极化（交叉极化）电平在‐60至60度范围内优于‐8.0 dB，尤其在正前方处优于‐10 dB，且当天线端口7、23、6、22、16、32分别被激励时表现更佳。

所提出的双极化宽带天线阵列在有DDS的情况下，当分别激励天线端口7、23、6、22、16、32时，对其实际增益进行了测量，并与仿真结果进行了比较。如图17所示，在4.4到5.0 GHz频率范围内，测得的实际增益范围为3.5到6.2 dBi。测量结果与仿真结果接近，增益差异小于0.7 dB。我们还提供了当天线端口1、17、5、21、10、26、11、27分别激励时，实际增益随频率变化的仿真结果，如图17 (g)和(h)所示。对所提出天线阵列中天线单元在有无DDS情况下的总效率进行了测量和比较。如图18所示，当分别激励天线端口7、23、6、22、16、32时，存在DDS时的仿真总效率高于无DDS的情况，这是所提出的DDS方法的优势之一。测量结果也在图18中给出以供对比，与仿真结果吻合良好。较高的总效率可以通过图13所示的电场分布来解释。DDS能够轻微地局域化电磁场，减少电磁波在天线阵列表面传播所引入的损耗。

天线端口7。(b) 天线端口23。(c) 天线端口6。(d) 天线端口22。(e) 天线端口16。(f) 天线端口32。(g) 当分别激励天线端口1、17、5、21时的仿真实际增益。(h) 当分别激励天线端口10、26、11、27时的仿真实际增益。)

. 天线单元7。(b). 天线单元23。(c). 天线单元6。(d). 天线单元22。(e). 天线单元16。(f). 天线单元32。)

C. 与先前最先进工作的性能比较

将所提出的DDS用于双极化宽带天线阵列去耦的性能与其他相关且先进的研究工作进行了比较。如表I所示，所提出的DDS在最低复杂度配置下，对于具有最小单元间距的天线单元可实现低于‐25 dB的互耦。所提出的天线阵列在互耦低于‐25 dB时的带宽为12.8%，远大于[17],[20],中的结果，且与[21]和[22]中的带宽相当。由于介质桩的高度与所提出的DDS的去耦性能密切相关，该去耦方法的剖面高度确实高于[17]和[20], ，但与[21],[22]中的高度相当，后者需要在ADS与金属地之间设置空气间隔。相比ADS技术，所提出的DDS可在无需空气间隙的情况下直接安装在天线阵列上，从而简化并方便了整个天线的装配。由于天线单元的增益与其具体结构密切相关，因此各天线单元的增益有所不同。带有所提出DDS的天线单元的增益与[17],[22],中的结果相当，但小于[20],[21]中的结果。在所提出的去耦方法中，天线单元的总效率略低于[20], ，这主要归因于天线单元的具体结构。但在天线阵列中加入所提出的DDS后，天线单元的总效率提高了约10%，相较于[17],[20]‐[22]而言是一个显著的优势。

关于交叉极化电平，我们以及参考文献中已展示了多个天线单元的测量得到的交叉极化特性。此处比较了在‐60到+60度范围内水平和垂直面中的最差交叉极化电平，提出的去耦方法与其他工作相比表现出相当的交叉极化电平。略高的交叉极化与天线单元的具体结构密切相关，但与提出的DDS无关。在我们提出的天线单元[中，如图3],所示，在贴片上蚀刻了一个矩形缝隙，以提高两个正交端口（例如端口i和i+ 16）之间的隔离度，但这增强了交叉极化电平。

Ref	频率 (GHz)	阵列间距 & 高度	Gain (dBi)	阵列规模	解耦带宽 < ‐25 dB	总效率	交叉极化 (dB)	Pol.	去耦技术	复杂度	可行 for N×N 天线阵列
[17]	4.8‐5.0	0.50 λ₀ x 0.50 λ₀ & 0.274λ₀ (λ₀ @4.9GHz)	5.3	4 × 4	4.85‐4.95 (2.0%)	> 70%	> 10.0	0/90 度	去耦网络	High	Yes
[20]	4.7‐5.2	0.62 λ₀ & 0.25λ₀ (λ₀ @4.9GHz)	7.3	4 × 4	4.9‐5.2 (6.1%)	> 90%	> 10.0	0/90 度	DG	High	Yes
[21]	3.2‐3.9	0.53 λ₀ x 0.71 λ₀ & 0.33λ₀ (λ₀ @3.55GHz)	8.0	2 × 2	3.3‐3.8 (14.1%)	_	> 10.0	+/‐45 度	ADS	High	未知
[22]	3.2‐3.9	0.65 λ₀ & 0.40λ₀ (单元间) (λ₀ @3.55GHz)	6.0	4 × 4	3.3‐3.8 (14.1%)	_	> 10.0	+/‐45 度	ADS	High	Yes
Pro.	4.25‐5.25	0.485λ₀ x 0.485λ₀ & 0.466λ₀ (λ₀ @4.7GHz)	5.7	4 × 4	4.4‐5.0 (12.8%)	> 76%	> 8.0	+/‐45 度	DDS	Low	Yes

VI. 结论

本文提出了一种简单有效的去耦方法，通过在阵列上安装DDS，实现对双极化、宽带、大规模天线阵列的去耦。DDS的存在被视为电磁扰动，可略微局域化从天线单元辐射出的电磁场，从而抑制阵元间互耦。DDS的介电常数宜选择较低，以获得最佳的去耦性能，并对阵列单元的阻抗匹配产生较小影响。通过优化DDS的尺寸，可实现良好的隔离度。为验证该方法，设计、加工并测量了一个4 × 4带有提出的DDS的双极化宽带天线阵列。结果表明，在4.4到5.0 GHz频带内，该提出的DDS可在同极化和交叉极化下实现低于‐25 dB的互耦，且未显著改变天线的辐射方向图。此外，天线单元的总效率也得到提升。