迭代压扩滤波降低OFDM峰均比

迭代压扩变换与滤波用于降低OFDM信号的峰均功率比

王勇，杨超，艾渤，高级会员，IEEE

摘要

本文提出了一种高效的迭代压扩变换与滤波（ICTF）技术，用于降低正交频分复用（OFDM）信号的峰均功率比（PAPR）。通过特殊设计的迭代过程，ICTF在显著降低PAPR的同时，能够获得更优的误码率（BER）性能并最小化带外干扰（OBI）。文中给出了全面的理论分析，推导出若干重要结果，包括可实现的PAPR增益、压扩失真影响、压扩参数及最大迭代次数的选择准则。特别地，研究表明接收机端无需去压扩的ICTF仍可提供良好的误码率性能。仿真结果表明，与经典的迭代削峰与滤波（ICF）技术相比，所提出的ICTF技术能够在低复杂度下大幅减少达到目标PAPR所需的迭代次数。此外，采用所提出的ICTF技术得到的压扩OFDM符号具有更小的带内失真和更低的带外频谱再生。

索引术语 — 正交频分复用，峰均功率比，迭代压扩变换与滤波，带外干扰

一、引言

正交频分复用（OFDM）由于其高频谱效率以及在恶劣信道条件下的固有抗误码能力，已被广泛应用于宽带无线通信中。然而，OFDM系统存在一个关键缺陷：近似高斯分布的输出样本会产生较高的峰均功率比（PAPR），导致子载波间的互调以及不希望出现的带外干扰（OBI）[1]。因此，需要具有极宽带宽动态范围的数模（D/A）转换器和高功率放大器（HPA）以避免非线性失真，但这严重降低了HPA的功率效率[2]。迄今为止，已提出多种技术来降低OFDM信号的峰均功率比（PAPR）[3]，例如削峰滤波（CF）[4]、选择性映射（SLM）[5]、部分传输序列（PTS）[6]、载波预留（TR）[7]和压扩变换（CT）[8]。在所有这些技术中，削峰（CF）是最简单的解决方案。然而，削峰是一种高度非线性的处理，会引起显著的带外干扰（OBI）和带内失真，从而降低正交频分复用系统（OFDM system）的误码率（BER）性能。需要注意的是，与带内失真相比，带外干扰（OBI）更为严重，因为它会严重干扰相邻信道中的无线电通信[4]。

解决OBI问题的一个有效方法是著名的CT技术[8]–[14]，该技术对信号峰值进行“软”压缩而非“硬”限幅，从而产生更少的OBI。直观上，通过压缩大信号并放大小信号，可以同时实现峰均功率比降低和提高小信号对信道噪声的抗干扰能力。由于其简单性和鲁棒性，压扩变换已成为一种具有吸引力且被广泛使用的技术，并且可以不受系统参数（如子载波数量、帧格式和星座类型）限制地直接采用。早期的CT方法主要集中在设计有利的线性或非线性压扩特性曲线。随后，研究指出利用原始OFDM信号的统计分布的重要性[9]。迄今为止，已开发出多种线性和非线性CT方法，例如 μ‐律压扩[8]和指数压扩（EC）[10]。

然而值得注意的是，与限幅类似，CT也是一种施加于原始符号的额外预失真处理。对于大多数现有的CT方法而言，虽然降低了信号的峰均功率比，但代价是带来一定程度的误码率恶化和显著的带外频谱再生。

另一方面，为了消除削峰（CF）中的频谱再生，采用了一种具有固定矩形窗的特殊设计的频率响应滤波[15]。此外，为了抑制该频域滤波引起的时间域峰值再生，引入了迭代削峰（ICF）技术[16]。然而，ICF需要多次迭代才能达到所需的峰均功率比（PAPR）水平。最近，提出了一种基于凸优化的优化ICF方法[17]，可显著减少所需的迭代次数。但遗憾的是，其优势是以增加复杂度为代价的。

进一步受到上述观察的启发，关于压扩变换（CT）技术的先前研究中产生了两个直接的问题。第一个是如何在峰均功率比降低和误码率性能之间取得有效的折衷。第二个是如何最小化不希望的带外干扰。本文受ICF方法中迭代滤波思路的启发，提出了一种迭代压扩与滤波（ICTF）技术，用于降低OFDM信号的峰均功率比。通过采用迭代过程，ICTF能够同时实现显著的峰均功率比降低和改善的误码率性能。

II. 正交频分复用系统中的峰均功率比分析

设 $ T_0^{N-1} = [\mathbf{X} 0, \mathbf{X}_1, \ldots, \mathbf{X} {N-1}] $ 表示在一个具有N个子载波的OFDM符号中要独立传输的数据序列。经过J倍过采样的时域OFDM符号 $ T_0^{JN-1} = [\mathbf{x} 0, \mathbf{x}_1, \ldots, \mathbf{x} {JN-1}] $ 可以生成为

$$
\left( \right)
\frac{1}{N} \sum_{k=0}^{N-1} \mathbf{X}_k \cdot \exp \left( j 2\pi nk / JN \right), \quad n = 0, 1, \ldots, JN-1
\tag{1}
$$

其中n为时间索引，$ j = \sqrt{-1} $。假设序列 $ \mathbf{X}_k $ 在统计上是独立同分布（i.i.d.）的。根据中心极限定理，当N较大时，$ \mathbf{x}_n $ 的实部和虚部均变为高斯分布，每个分量具有零均值和共同方差 $ \sigma^2 $。因此，信号幅度 $ |\mathbf{x}_n| $ 服从瑞利分布，其概率分布函数（PDF）如下所示

$$
p(x) = \frac{2x}{\sigma^2} \exp \left( -\frac{x^2}{\sigma^2} \right), \quad x \geq 0
\tag{2}
$$

给定符号的峰均功率比在数学上定义为

$$
\text{PAPR (dB)} = 10 \log_{10} \left( \frac{\max_{n \in [0, JN-1]} |\mathbf{x} n|^2}{\frac{1}{JN} \sum {n=0}^{JN-1} |\mathbf{x}_n|^2} \right)
\tag{3}
$$

通常，峰均功率比降低能力通过互补累积分布函数（CCDF）来衡量，其定义为信号的峰均功率比超过某一特定阈值 $ \gamma_0 > 0 $ 的概率，即

$$
\text{CCDF}(\gamma_0) = \text{Prob} { \text{PAPR} > \gamma_0 } \approx 1 - (1 - e^{-\gamma_0})^N
\tag{4}
$$

其中，Prob{A} 是事件A的概率。

压扩变换（CT）的原理描述如下。CT同时压缩高幅值峰值并增强低幅值信号，从而在数模转换器（D/A）和高功率放大器（HPA）之前降低发射信号的峰均功率比（PAPR）。设 $ f(x) $ 表示仅改变信号幅度的压扩函数，则压扩信号可表示为 $ \mathbf{y}_n = f(\mathbf{x}_n) $。与削峰（CF）不同，通常在接收机端采用逆解压扩操作 $ f^{-1}(x) $ 来恢复原始信号。本质上，CT也是一种施加于原始信号的额外预失真处理，导致由于发射机端的压扩噪声以及接收端解压扩操作对信道噪声的后续放大，使得误码率和带外干扰性能下降。

III. 所提出的ICTF技术

本节介绍了ICTF技术的通用公式和基本流程。

A. ICTF中的压扩变换与滤波

ICTF技术的目标是实现显著的峰均功率比降低，但会带来一定程度的带内失真和带外频谱再生。首先，原始符号的峰值在由压扩失真引起的指定信号衰减水平下被压缩，而该压扩失真直接影响误码率恶化。其次，采用频域滤波以最小化带外干扰。此外，为了抑制由于滤波导致的峰值再生，压扩与滤波操作需多次重复进行，以在峰均功率比降低、误码率和带外性能之间获得期望的折衷。

图1展示了使用ICTF技术进行峰均功率比降低的正交频分复用发射机的框图。输入的复数向量 $ \mathbf{X} \in \mathbb{C}^N $ 首先通过过采样逆快速傅里叶变换（IFFT）进行转换。在初始迭代中，如果迭代次数 $ m = 1 $，当开关K1置于位置1时，原始时域OFDM符号 $ \mathbf{x} \in \mathbb{C}^{JN} $ 被作为输入送入ICTF单元。每次K1切换时，ICTF均以逐符号方式处理输入信号。当K1和K2均切换至位置2时，对同一符号迭代执行压扩与滤波操作。在最后一次迭代（$ m = M $）中，两个开关均返回位置1，并输出期望符号 $ \tilde{\mathbf{x}}_m \in \mathbb{C}^{JN} $，其中M为预设最大迭代次数。令 $ \mathbf{c}_m \in \mathbb{C}^{JN} $ 和 $ \tilde{\mathbf{c}}_m \in \mathbb{C}^{JN} $ 分别表示第m次迭代中滤波操作前后的频域OFDM符号。

信号衰减因子（SAF）可用于量化压扩失真[10]的程度，且对于非平稳高斯信号而言是时不变的，其计算公式为

$$
\text{SAF} = \frac{1}{\sigma^2} \int_0^\infty x \cdot f(x) \cdot p(x) \, dx
\tag{5}
$$

其中 $ f(x) $ 为压扩函数。较小的SAF值对应较大的压扩失真，即误码率性能下降。在ICTF过程中，预先设定期望的峰均功率比降低 $ \text{PAPR} {\text{des}} $ 和SAF阈值 $ \text{SAF} {\text{thod}} $，以选择压扩函数中的最优参数。当前符号的峰均功率比在每次迭代中重新计算。所提出的ICTF过程总结如下。

步骤1 。初始化设置。设置 $ \text{PAPR} {\text{des}} $、$ \text{SAF} {\text{thod}} $ 和最大迭代次数M。选择压扩参数。

步骤2 。使用NJ点IFFT将频域符号X转换为过采样的时域OFDM符号x。将K1设为1，并令 $ m = 1 $，一个新符号进入迭代循环。然后，将K1和开关K2均设为2。

步骤3 。如果 $ m = 1 $，令 $ \mathbf{x} o = \mathbf{x} $；否则，令 $ \mathbf{x}_o = \tilde{\mathbf{x}} {m-1} $。

步骤4 。 $ \mathbf{x}_o $ 通过CT函数进行压扩变换以生成 $ \mathbf{y}_m $。

步骤5 。将 $ \mathbf{y}_m $ 转换到频域，使用NJ点FFT生成 $ \mathbf{c}_m $。

步骤6 。对 $ \mathbf{c}_m $ 使用RectH进行频域滤波，以抑制带外频谱分量。

步骤7 。使用NJ点IFFT将 $ \tilde{\mathbf{c}}_m $ 转换为时域符号 $ \tilde{\mathbf{x}}_m $。计算 $ \tilde{\mathbf{x}}_m $ 的峰均功率比，记为 $ \text{PAPR}_m $。

步骤8 。如果 $ \text{PAPR}_{\text{des}} \leq \text{PAPR}_m $ 或 $ m > M $，将开关K2设为1以发送 $ \tilde{\mathbf{x}}_m $，并重置 $ m = 1 $，返回步骤2处理下一个原始符号。否则，令 $ m = m + 1 $，返回步骤3对当前符号重复迭代。

在步骤6中，为了消除带外分量，压扩变换后进行滤波，该滤波由具有频率响应 $ \mathbf{H} \in \mathbb{C}^{JN} $ 的矩形窗定义如下

$$
H_k =
\begin{cases}
1, & 0 \leq k \leq N-1 \
0, & N \leq k \leq JN-1
\end{cases}
\tag{6}
$$

滤波操作表示为 $ \tilde{\mathbf{c}}_m = \mathbf{c}_m \ast \mathbf{H} $，其中算子‘∗’表示逐元素乘积。

B. 压扩函数

本小节推导了步骤1中压扩参数的选择准则。在ICTF过程中采用两种典型的线性压扩曲线来评估其整体性能。需要注意的是，其他已知的线性和非线性CT函数也可用于替代它们。

压扩变换1. 线性对称变换

线性对称变换（LST）是最简单的压扩变换轮廓，其压扩函数定义为

$$
f(x) = k \cdot x + b \cdot \text{sgn}(x)
\tag{7}
$$

其中 $ \text{sgn}(\cdot) $ 是符号函数，两个参数 $ 0 < k < 1 $ 和 $ b > 0 $ 用于确定压扩曲线。为了在压扩变换后保持平均功率不变，需满足 $ 2\sigma^2 + \frac{k^2 b}{\pi} + \frac{b^2}{2} = \sigma^2 $。因此，一旦选定了 $ k $，则可确定 $ b $ 也可以确定，反之亦然。相应的解压扩函数由下式给出

$$
f^{-1}(x) = \frac{x - b}{k} \cdot \text{sgn}(x)
\tag{8}
$$

由(5)式可得，LST函数的SAF可以计算为

$$
\text{SAF}_{\text{LST}} = \frac{1}{\sigma^2} \int_0^\infty x \cdot f(x) \cdot p(x) \, dx = k + \frac{2b}{\pi \sigma}
\tag{9}
$$

对于单个LST‐压扩变换方法，压扩符号的最终峰均功率比被降低到

$$
\text{PAPR} {\text{LST}} (\text{dB}) = 10 \log {10} \left( \frac{\max_{n \in [0, JN-1]} |\mathbf{y} n|^2}{\frac{1}{JN} \sum {n=0}^{JN-1} |\mathbf{y} n|^2} \right) = 20 \log {10} \left( kV + b \right)
\tag{10}
$$

其中 $ V = \max_{0 \leq n \leq JN-1} |\mathbf{x}_n| $。此外，变换增益G定义为原始符号的峰均功率比与压扩符号的峰均功率比之比，如下所示

$$
G_{\text{LST}} (\text{dB}) = 10 \log_{10} \left( \frac{\text{PAPR} {\text{Orig}}}{\text{PAPR} {\text{LST}}} \right) = 20 \log_{10} \left( \frac{V}{kV + b} \right)
\tag{11}
$$

压扩变换2. 两段式压扩

在四种常见的线性和非线性压扩变换（CT）方案中，已证明线性非对称变换（LNST）在峰均功率比降低和误码率性能方面表现最佳[9]。此外，两段式压扩（TPWC）[14]是对LNST的改进，用于解决“突变跳跃”问题，其压扩函数定义为

$$
f(x) =
\begin{cases}
u_1 \cdot x, & |x| \leq v \
u_2 \cdot (x + s), & |x| > v
\end{cases}
\tag{12}
$$

其中 $ u_1 > 1 $，$ 0 < u_2 < 1 $，$ v = \lambda \sigma \leq V $ 为截止点，满足 $ V = \max_{0 \leq n \leq JN-1} |\mathbf{x}_n| $。

TPWC的反压扩函数由下式给出

$$
f^{-1}(x) =
\begin{cases}
\frac{x}{u_1}, & |x| \leq u_1 v \
\frac{x - s}{u_2}, & |x| > u_1 v
\end{cases}
\tag{13}
$$

三个独立参数之间的关系表示为 $ \exp(-\lambda^2) + u_1^2 \exp(-\lambda^2) - u_2^2 = 1 $，其中 $ \lambda \geq 1 $ 和 $ v = \lambda \sigma $。三组典型参数在表I中列出，用于后续的分析和仿真。

λ	u₁	u₂	v	S
1.20	1.143	0.13	1.2σ	1.216σ
1.60	1.041	0.13	1.6σ	1.457σ
2.00	1.009	0.14	2.0σ	1.738σ

此外，TPWC函数的SAF被计算为

$$
\text{SAF}_{\text{TPWC}} = \frac{1}{\sigma^2} \left[ (1 - \exp(-\lambda^2)) + u_1^2 \exp(-\lambda^2) - u_2^2 \right]
\tag{14}
$$

对于单一的TPWC‐CT方法，其可实现的峰均功率比由下式给出

$$
\text{PAPR} {\text{TPWC}} (\text{dB}) = 20 \log {10} \left( \frac{V}{u_2 V + s} \right)
\tag{15}
$$

相应的变换增益G可表示为

$$
G_{\text{TPWC}} (\text{dB}) = 20 \log_{10} \left( \frac{V}{u_2 V + s} \right)
\tag{16}
$$

LST和TPWC的理论SAF值如图3所示。可以看出，LSTSAF随着k的减小而迅速下降。因此，由于对所有原始符号进行同等尺度处理以及严重的信号失真，LST无法提供令人满意的峰均功率比和误码率性能。然而，在TPWC中，信号衰减可能变得不那么明显当 $ \lambda $ 或 $ u_2 $ 增大时，即信号失真更小。在图4中，绘制了LST和TPWC的理论变换增益。如图所示，通过调整 $ (\lambda, u) $，TPWC能够提供足够的灵活性。从图3和图4可以看出，尽管峰均功率比降低和误码率性能相互之间存在相反的影响，但二者之间通过适度的动态范围实现了有效的折衷。一旦确定了所需的峰均功率比和SAF，通过基于式(9)、(10)、(14)和(15)中的闭式表达式选择最优参数，在进入ICTF过程之前，应尽可能使不希望出现的信号失真最小化。

C. 计算复杂度

压扩函数可以在实际应用中通过查找表进行数值预计算和执行[13]。因此，ICTF过程的计算复杂度几乎与ICF相同[15]，即 $ O(M \cdot JN \cdot \log(JN)) $，其中M是最大迭代次数。显然，迭代次数的增加意味着计算复杂度的增加，特别是当子载波数量非常大时。与ICF方法相比，正如本文后续所示，ICTF可以显著减少达到所需峰均功率比所需的迭代次数。因此，其计算复杂度可以显著降低。此外，基于凸优化的优化ICF[17]具有较高的计算复杂度，为 $ O((M+1)^3 \cdot N + M \cdot JN \cdot \log(JN)) $。

IV. 压扩失真分析

本节研究了压扩失真对ICTF过程中误码率性能的影响。

A. 压扩噪声

基于布斯冈定理，对于实高斯信号和复高斯信号[18]，压扩信号可近似分解为两部分：衰减信号分量和压扩噪声 $ \zeta_n = \text{SAF} \cdot \mathbf{x}_n + \zeta_n’ $。因此，使用ICTF进行m次迭代的发送符号可近似分解为

$$
\tilde{\mathbf{x}}_m = \text{SAF} \cdot \mathbf{x}_n + \zeta_n’
\tag{17}
$$

其中 $ \zeta_n’ $ 是累积的压扩噪声。此外，为了在ICTF后保持平均信号功率不变，即 $ |\tilde{\mathbf{x}}_m|^2 = |\mathbf{x}|^2 $， $ \zeta_n’ $ 的功率由下式给出

$$
|\zeta_n’|^2 = \sigma^2 (1 - \text{SAF}^2)
\tag{18}
$$

其中 $ |\cdot| $ 表示2‐范数。该公式表明，较小的SAF意味着更严重的信号衰减和更大的压扩噪声。特别需要注意的是，过多的迭代次数会增加累积的压扩噪声。

B. 信道噪声

接下来，对接收端的解压扩操作问题进行分析。为了简化分析，考虑采用加性高斯白噪声（AWGN）信道模型。

1. ICTF-LST

在ICTF-LST中，当迭代次数为 $ m = 1 $ 时，通过解压扩操作，接收信号 $ r_n = y_n + \omega_n $ 可通过反压扩函数恢复如下

$$
\hat{x}_n = f^{-1}(f(x_n) + \omega_n) = \frac{x_n}{k} + \frac{\omega_n}{k}
\tag{19}
$$

其中 $ \omega_n $ 是信道噪声。恢复误差用于描述处理后的符号的信号失真，即

$$
e_n = \hat{x}_n - x_n = \frac{x_n}{k} + \frac{\omega_n}{k} - x_n = \frac{\omega_n}{k}
\tag{20}
$$

当 $ m \geq 1 $ 时，如果对接收符号进行m次对称的迭代解压扩操作来恢复，则相应的恢复误差约为

$$
e_n = \frac{\omega_n}{k^m}
\tag{21}
$$

考虑到 $ 0 < k < 1 $，显然，随着 $ m $ 的增加，迭代去压扩操作会显著放大信道噪声。因此，最好在接收机端放弃去压扩。值得注意的是，这对实际的正交频分复用系统非常有利。

2. ICTF-TPWC

类似的分析被扩展到ICTF-TPWC。假设在接收机处执行了m次迭代解压扩操作，恢复误差近似为

$$
e_n =
\begin{cases}
\frac{\omega_n}{u_1^m}, & n \in \phi_1(v) \
\frac{\omega_n}{u_2^m}, & n \in \phi_2(v)
\end{cases}
\tag{22}
$$

其中 $ \phi_1(v) = {n : |x_n| \leq v} $ 和 $ \phi_2(v) = {n : |x_n| > v} $。该公式表明，对于小信号，由于 $ u_1 > 1 $，信道噪声被降低；否则，由于 $ 0 < u_2 < 1 $，噪声被放大。根据表I中列出的 $ (u_1, u_2) $ 的典型值可知，噪声抑制效果较弱，而放大效应显著。

因此，可以得出结论：在接收机端不进行去压扩的ICTF技术相比进行去压扩的情况能够提供更好的误码率性能。因此，压扩噪声在ICTF中仅在发射机处累积，而不是在接收机处。此外，在多径衰落信道中，由于压扩噪声与有效信号分量具有相同的衰落尺度，其产生的误码率恶化比信道噪声更小。

V. 仿真结果

在本节中，对所提出的ICTF技术的整体性能进行了评估，并与经典CT和ICF方案进行了比较。仿真基于第二代数字视频广播—地面（DVB-T2）的未编码正交频分复用系统进行。假设子载波数量为N=1024，采用四相相移键控（QPSK）或16进制正交幅度调制（16-QAM）。在以下结果中，生成了 $ 10^6 $ 个随机OFDM帧以获得互补累积分布函数（CCDF），其计算时使用了过采样率J=4，以便对峰均功率比（PAPR）进行准确估计。为了研究误码率性能，同时采用了加性高斯白噪声（AWGN）信道和多径衰落信道。插入长度为1/4符号的循环前缀以减轻符号间干扰。还假设符号定时精确、不存在频率偏移，并且在接收机端执行理想的信道估计和单抽头频域均衡器。为了进行比较，还考虑了五种峰均功率比降低方案，包括 LST 9 、TPWC 14 、$ \mu $‐律 8 、指数压扩 10 以及ICF 15 。在ICTF中，针对LST和TPWC，SAF分别设置为0.985和0.978，并且在接收端不执行解压扩操作。这些方案分别在峰均功率比降低、误码率和带外干扰性能方面进行了仿真。

A. 峰均功率比降低

图5绘制了不同峰均功率比降低方案下原始OFDM符号和处理后的符号的峰均功率比的互补累积分布函数。从该图可以看出，ICTF-TPWC方案能够显著降低峰均功率比，同时在三次迭代后，CCDF急剧下降。例如，在CCDF=10⁻³条件下，ICTF-TPWC仅经过三次迭代即可将PAPR降低约6.1dB，而ICF方案则需要8次迭代才能达到几乎相同的PAPR水平。此外，如前所述，ICTF-TPWC的PAPR性能远优于ICTF-LST，因为LST以相同的比例处理所有信号。另外，两种非线性方案，即EC和$ \mu $‐律，由于其非线性压扩曲线，实现了最大的PAPR降低。然而，如下所述，ICTF-TPWC方案产生的误码率恶化和带外干扰明显小于这两种方案。

B. 误码率性能

图6和图7分别描绘了在加性高斯白噪声信道下，采用QPSK和16进制正交幅度调制时，不同峰均功率比降低方案的OFDM符号误码率与Eb/N0曲线。作为参考，“原始OFDM符号”的曲线代表理想的理论界限。如图所示，对于给定的误码率水平，ICTF-TPWC方案所需的Eb/N0显著低于其他对比方案。例如，为保证QPSK的BER=10⁻⁴，经过2次迭代后，ICTF-TPWC方案所需的Eb/N0约为1.4分贝优于8次迭代的ICF方案。为了达到期望的峰均功率比降低，ICTF-TPWC产生的压扩失真更小，同时与ICF相比显著减少了所需的迭代次数。此外，随着ICTF-LST或-TPWC方案迭代次数的增加，由于等效压扩噪声的放大，相应的误码率性能逐渐变差。仿真结果与之前的分析一致。

图8绘制了通过莱斯多径信道[19]的OFDM符号的误码率与Eb/N0曲线。如图所示，ICTF-TPWC方案在衰落信道中也具有足够的鲁棒性。

C. 带外干扰性能

不同峰均功率比降低方案下OFDM符号的仿真功率谱密度（PSD）如图9所示。可以看出，在归一化频率0.4处，ICTF-LST和ICTF-TPWC方案相比原始OFDM符号仅导致约2分贝的带外频谱再生。由于频域滤波操作，ICTF可以获得远低于现有线性和非线性压扩变换方法的带外干扰。

VI. 结论

本文提出了一种用于降低OFDM信号峰均功率比的ICTF技术。与现有的变换技术相比，ICTF通过采用迭代过程，在显著降低峰均功率比的同时，能够获得更优的误码率和最小化的带外干扰。因此，可以在峰均功率比（功率效率）、误码率和带外性能（带宽效率）之间提供良好的折衷，以满足不同的设计需求。本文进行了全面的理论研究，给出了关于可实现的峰均功率比增益G、压扩失真影响、压扩参数选择准则以及迭代次数的分析结果。仿真表明，与经典的ICF方法相比，所提出的ICTF技术不仅在改善误码率和带外干扰性能的同时实现了显著的峰均功率比降低，而且大幅减少了迭代次数。此外，ICTF过程还可以扩展到其他已知的线性和非线性压扩曲线。