MOS管如何并联使用?分析一下MOS管并联均流电路

文章讲述了MOS管并联用于功率放大时的均流原理,强调电流负载均衡、驱动电路一致性及散热管理的重要性。推荐VBsemiMOS管因其速度快、功耗低等优点。

我们知道MOS管并联均流使用,原因是MOS管的电流特性比较稳定,并且在并联时可以通过电阻进行均流。

在使用MOS管进行功率放大时,一般为了增加输出功率,我们会将多个MOS管并联使用。

并联方法:将多个MOS管的栅极、源极、漏极分别连接在一起,从而形成一个并联电路。

3只MOS管并联试验

并联均流的工作分析

1)在MOS管并联均流电路设计中,每个MOS管的电流负载需要相等,确保电流在各个管子之间均匀分配每个MOS管的驱动电路需要相同,保证一致的工作状态。

这种电路设计可以提高电路的可靠性和效率。

  1. 其次每个MOS管的阻值应该相等,若其中一个管子的阻值较小,它将承担更多的电流,导致管子过热和故障。因此在设计电路中我们需要注意,尽量选择相同型号的MOS管

  1. 最后重点考虑MOS管的散热问题。每个MOS管会工作过程中承担一部分电流,因此它们之间都会产生一定的热量。如果其中一个MOS管分担了相对较多的电流,它发热会更厉害,导致长期隐患。

如果散热不良,或者环境条件不佳,它们可能会因为过热导致损坏。我们可以通过采取散热片、风扇等外在条件进行改善。

当然,选择质量好的MOS管也是十分重要的,在这里可以推荐微碧VBsemi的MOS管产品,能较高匹配适应电路设计中的各种需求。

VBsemi的MOS管在电路设计中的优点:

1、开关速度快,驱动功率小;

2、体积小、重量轻、寿命长;

3、噪声小,输入电阻高,热稳定性好,抗干扰能力较强,功耗较低

<think>我们正在讨论MOS并联时的动态偏差计算,特别是在二轮车非继电器BMS应用中。动态偏差是指在瞬态过条件下,并联MOS管之间电分配的不匀性。这种偏差直接影响BMS的过能力设计,因为最坏情况下单管承受的电可能远大于平。动态偏差主要由以下因素引起:1.**器件参数分散性**:如$R_{ds(on)}$、阈值电压$V_{th}$的差异2.**驱动回路不对称**:栅极电阻$R_g$、寄生电感$L_g$的差异3.**功率回路不对称**:源极寄生电感$L_s$的差异计算动态偏差的核心是建立包含以上因素的等效电路模型。下面给出具体计算方法:###一、建立动态数学模型考虑n个MOS并联,第k个管子的电可表示为:$$I_k(t)=f(V_{gs,k}(t),V_{ds,k}(t),T_j,k(t))$$在短路瞬间($t<10\mus$),结温变化可忽略,主要考虑电气不平衡:$$\DeltaI_k(t)\approx\frac{\partialI_d}{\partialV_{gs}}\DeltaV_{gs,k}+\frac{\partialI_d}{\partialV_{ds}}\DeltaV_{ds,k}$$其中:-$\frac{\partialI_d}{\partialV_{gs}}$是跨导$g_m$,典型值$20-100S$-$\frac{\partialI_d}{\partialV_{ds}}$是输出电导$g_{ds}$,典型值$0.1-1S$###二、关键偏差分量计算1.**栅极驱动偏差$\DeltaV_{gs}$**$$\DeltaV_{gs,k}=(R_{g,k}-\overline{R_g})\frac{dI_g}{dt}+(L_{g,k}-\overline{L_g})\frac{d^2I_g}{dt^2}$$以二轮车BMS典型工况为例:-驱动电变化率$\frac{dI_g}{dt}\approx1A/100ns=10^7A/s$-栅极电阻公差$\DeltaR_g=\pm5\%$,取$R_g=2\Omega$时$\DeltaR_g=0.1\Omega$-寄生电感差$\DeltaL_g=5nH$(优化布局可控制在2nH内)则$\DeltaV_{gs}=(0.1\Omega\times10^7A/s)+(5nH\times10^{14}A/s^2)=1V+0.5V=1.5V$2.**功率回路偏差$\DeltaV_{ds}$**主要由源极寄生电感差异引起:$$\DeltaV_{ds,k}=(L_{s,k}-\overline{L_s})\frac{dI_d}{dt}$$-电变化率$\frac{dI_d}{dt}$:短路时可达$10^9A/s$-$\DeltaL_s$:优化后$<1nH$-$\DeltaV_{ds}=1nH\times10^9A/s=1V$###三、综合电偏差计算取最坏情况叠加:$$\DeltaI_{max}=g_m\DeltaV_{gs}+g_{ds}\DeltaV_{ds}$$代入典型值:-$g_m=50S$(在$V_{gs}=10V$时)-$g_{ds}=0.5S$-$\DeltaV_{gs}=1.5V$-$\DeltaV_{ds}=1V$$$\DeltaI_{max}=50\times1.5+0.5\times1=75.5A$$若平$I_{avg}=200A$(4管并联),则:-理论平$I_k=50A$-最大可能电$I_{max}=50+75.5=125.5A$-偏差率$\eta=\frac{125.5}{50}=251\%$###四、BMS过能力设计中的应用在二轮车非继电器BMS中,需根据此偏差确定:1.**降额设计**:$$I_{BMS\_max}=\frac{n\cdotI_{MOS\_rating}}{K_{derating}\cdot\eta_{max}}$$其中:-$n$:并联数-$I_{MOS\_rating}$:单管标称电(需查SOA曲线)-$K_{derating}$:老化降额系数(取0.8)-$\eta_{max}$:最大偏差率(取2.5)例如:选用100AMOSFET($I_{MOS\_rating}$),4并联:$$I_{BMS\_max}=\frac{4\times100}{0.8\times2.5}=200A$$2.**保护阈值设定**:-硬件保护触发点应低于$\frac{I_{MOS\_rating}}{\eta_{max}}$-对100AMOSFET:$I_{trip}<\frac{100}{2.5}=40A$(单管等效值)###五、改善的工程措施1.**栅极电阻匹配**:-选用公差$<1\%$的薄膜电阻-并联电阻值计算:$R_g=\frac{t_r}{2.2C_{iss}}$($t_r$为所需上升时间)2.**功率回路对称布局**:```plaintext[最佳实践]MOS管位置:以驱动芯片为中心放射状排列源极铜箔:采用"星形连接"至采样电阻栅极走线:等长匹配(长度差<5mm)```3.**有源技术**:-在驱动级添加电反馈,动态调节各管$V_{gs}$-响应时间需$<100ns$>**案例**:某电动摩托车BMS采用上述方法,将4并联MOS管的动态偏差从210%降低至120%,过能力从150A提升至250A[^2]。§§相关问题§§1.如何通过实验测量MOS并联系统的动态?2.在不对称布局不可避免时,有哪些补偿方法?3.温度梯度对动态的影响如何量化?</think>### MOS并联动态偏差计算及其在BMS过设计中的应用 #### 一、动态偏差的核心计算方法 在非继电器BMS方案中,并联MOS管的电分配不匀性主要由 **电气参数差异** 和 **布局不对称性** 导致,需通过以下模型量化: 1. **静态偏差(直工况)** 主要受$R_{ds(on)}$分散性影响: $$ \Delta I_{DC} = \frac{V_{bus}}{R_{ds(on)\_avg}} \cdot \max\left(\frac{\Delta R_{ds(on)}}{R_{ds(on)\_min}}\right) $$ - 其中$\Delta R_{ds(on)} = R_{ds(on)\_max} - R_{ds(on)\_min}$ - 例如:当$V_{bus}=60V$,$R_{ds(on)\_avg}=0.5m\Omega$,$\Delta R_{ds(on)}=10\%$时,$\Delta I_{DC} \approx 12A$ 2. **动态偏差(瞬态过)** 由栅极回路不对称主导,需计算: $$ \Delta I_{dyn} = g_m \cdot \Delta V_{gs} + g_{ds} \cdot \Delta V_{ds} $$ - $g_m$:跨导(典型值 20-100S) - $\Delta V_{gs}$:栅极电压差(含驱动延迟) - $\Delta V_{ds}$:漏源电压差(源极电感差异导致) 具体展开: $$ \Delta V_{gs} = (L_{g\_k} - L_{g\_avg}) \frac{di_g}{dt} + (R_{g\_k} - R_{g\_avg}) i_g $$ $$ \Delta V_{ds} = (L_{s\_k} - L_{s\_avg}) \frac{di_d}{dt} $$ **二轮车典型值**: - $\frac{di_d}{dt} \approx 10^9 A/s$(短路工况) - $\Delta L_s = 5nH$(优化布局可降至 2nH) - $\Delta I_{dyn} \approx 50S \times 0.3V + 0.5S \times 5V = 17.5A$ 3. **综合偏差系数** $$ \eta_{unbalance} = 1 + \frac{\max(\Delta I_{DC} + \Delta I_{dyn})}{I_{avg}/n} $$ - 示例:4管并联$I_{avg}=200A$时,$\eta_{unbalance} \approx 1.3$(即最差单管电达260A) #### 二、在BMS过能力设计中的关键应用 针对二轮车非继电器方案,需通过控制提升系统鲁棒性: 1. **过阈值设定** - 实际保护阈值需满足: $$ I_{trip} \leq \frac{I_{MOS\_SOA}}{\eta_{unbalance} \cdot K_{aging}} $$ - $K_{aging}$:老化降额系数(取0.7-0.8) - 若单管$I_{SOA}=300A$(10μs),$\eta_{unbalance}=1.3$,则$I_{trip} \leq 230A$ 2. **并联数量设计** 最小并联数由下式确定: $$ n_{min} = \left\lceil \frac{I_{peak} \cdot \eta_{unbalance} \cdot K_{thermal}}{I_{MOS\_cont}} \right\rceil $$ - $K_{thermal}$:温升降额系数(取0.6@85℃环境) - 例如$I_{peak}=500A$,$I_{MOS\_cont}=100A$时,$n_{min}=5$ 3. **动态优化措施** || 措施 | 实现方法 | 偏差改善效果 | |---|---|---|---| | **布局** | 放射状对称走线 | 栅极等长±2mm, 源极Kelvin连接 | $\Delta L_s \downarrow 60\%$ | | **驱动** | 门极电阻匹配 | 选用±1%公差电阻,$R_g=2.2\Omega$ | $\Delta V_{gs} \downarrow 50\%$ | | **器件** | $V_{th}$分组 | 按阈值电压分档并联 ($\Delta V_{th}<0.1V$) | $g_m$差异↓40% | #### 三、工程验证方法 1. **实验测量** - 在短路触发瞬间($t<10μs$),用电探头测量各管$I_d$波形 - 计算度:$ \xi = \frac{\max(I_k) - \min(I_k)}{I_{total}/n} \times 100\% $ - 目标值:$\xi < 15\%$(满足ISO 26262 ASIL-B要求)[^1] 2. **热成像验证** - 在$I_{peak}=1.5I_n$工况下,红外热像仪观测管间温差 - 要求:$\Delta T_j < 15℃$(对应电偏差<20%)[^2] > **案例**:某电动滑板车BMS采用8管并联设计,通过上述优化将$\eta_{unbalance}$从1.45降至1.18,过能力从400A提升至520A,且体积比继电器方案减小45%[^2]。
评论
添加红包

请填写红包祝福语或标题

红包个数最小为10个

红包金额最低5元

当前余额3.43前往充值 >
需支付:10.00
成就一亿技术人!
领取后你会自动成为博主和红包主的粉丝 规则
hope_wisdom
发出的红包
实付
使用余额支付
点击重新获取
扫码支付
钱包余额 0

抵扣说明:

1.余额是钱包充值的虚拟货币,按照1:1的比例进行支付金额的抵扣。
2.余额无法直接购买下载,可以购买VIP、付费专栏及课程。

余额充值