LLC电源原理与设计

原创已于 2025-08-07 10:14:32 修改 · 2.1k 阅读

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#LLC #硬件工程

于 2025-08-04 10:39:14 首次发布

为什么要用LLC，因为我们普通的拓补，开关管在开通与关断是没有办法在瞬间完成的，这就有了所谓的开通损耗和关断损耗，看下面图，应该更形象。
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第一个波形是谐振波形，第二个波形是MOS管电流波形，第三个是MOS管DS波形；

从MOS管DS波形和MOS管电流波形可以看到，MOS管开通的时候，此时MOS管的电流还是在负半轴，这说明了MOS管的电压超前电流，所以谐振网络应该呈现感性；
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对于上面的2个谐振频率可以这样理解：

带载时，LP两端的电压被嵌位，此时谐振频率
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空载时（当然后面会讲到死去区间也一样），LP两端的电压没被嵌位，此时谐振频率

现在来讲讲谐振网络的工作过程，要想谐振网络呈感性，那么开关频率必须大于谐振频率，这样就有三种可能，fs=fr,fs>fr,fr2<fs<fr.第一种情况是最好理解的，我们就先讲fs=fr时各个点的波形。
下面两个图都是fs=fr的时候
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fs=fr准谐振
Tank circuit current is sinusoidal 谐振腔电流为正弦波；
Magnetizing current is triangular 励磁电流为三角波；
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模态1
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从图上可以看到在t0时刻，此时Q2仍然是导通的，从图上可以看出谐振电流仍然大于励磁电流，谐振电流继续对励磁电流充电，励磁电流线性上升（我把励磁电流从上到下定为正，从下到上定为负）；
励磁电感有变化的电流，产生变化的磁场，所以副边有感应电流流过；
那么此时副边到底是那个二极管导通呢，我相信刚开始接触LLC的朋友估计会有点纠结，我自己是这样判断的，（假如Q1导通，Q2截止，那么此时励磁电感肯定是上正下负）但此时是Q1截止，Q2导通，根据法拉第定律，此时应该是励磁电感是上负下正，再根据相位来判断，很显然这个时候应该是D2导通。图箭头标注的是谐振电流的流向；

模态2
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到t1时刻，谐振电流=励磁电流，此时励磁电感没有变化的电流，所以副边没有感应电流流过，此时谐振电流同时给COSS2充电，对COSS1放电（也可以说对COSS1反向充电）COSS1充满后，体二极管导通，此时开通Q1就可以实现ZVS（这里面把体二极管的压降忽略不计）；

LLC需要足够的死区时间，在死区时间内，谐振电感Lr中存储的能量必须大于存储在MOS的Ceq中的能量，只有这样才能将Ceq中的能量释放完毕或者充满，完成ZVS。Ceq与Vds有很大关系；
实现ZVS，可以推出两个必要条件，如下所示：
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参考：https://blog.youkuaiyun.com/weixin_43166304/article/details/123015009

下图是FS=fr，黄色是半桥中点的电压波形，紫色是下管的驱动波形，蓝色是谐振电流的波形；
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从波形可以看到，黄色开通之前，紫色波形是处于负半轴上，之前说过，励磁电流从上到下为正，从下到上为负，那么谐振电流在上管开通之前的方向应该是S-D。

模态3
Q1导通后，励磁电感极性变成上正下负，那么很显然此时次级时D1在导通。
Q1刚导通时，谐振电流在负半轴开始减少，此时的谐振电流方向仍然是从S-D，看图1
到T2时刻，谐振电流方向开始变化，由S-D变成D-S，看图2
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模态4
t2-t3期间，谐振电流正向对励磁电流充电，在T3时刻，Q1关断，因为FR=FS的关系，此时谐振电流刚好下降到等于励磁电流，那么励磁电感没有变化的电流，次级也就没有感应电流，此时也就是所谓的死区时间（指t3-t4期间），但谐振电流的方向仍然是正向由D-S，（建议结合图5看，比较容易懂）见图1；
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模态5
在死区时间，谐振电流对coss1，coss2充电，由于谐振电流的方向,所以coss2很快被充满电，Q2体二极管导通，此时开通Q2，也就是t4时刻；
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模态6
Q2导通之后，在t4-t5区间谐振电流与励磁电流正向减少，此时电流方向仍然为正，很显然，副边感应电流的方向可以让D2导通，
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在t5时刻，谐振电流正向减少到0，之后开始负向增加，谐振电流又对励磁电流开始充电，励磁电流线性增加（负向），t5-t6时刻谐振电流的方向为负，见图2（图中2中大家会对次级时那个二极管导通又疑惑吗？我刚开始看的时候就有，我以为此时应该是D1导通，很迷茫，后来才明白，对于怎么判断是那个二极管导通，最好的办法是之前讲过，Q1导通的时候励磁电感是上正下负，Q2导通的时候励磁电感是上负下正，这样就好分析了）；
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过谐振
在来讲讲fs>fr的情况，大部分跟fs=fr的情况，主要讲讲不同之处

不同之处主要在t3时刻，由于fs>fr，谐振周期大于开关周期，t3时刻Q1关断，但此时谐振电流仍然大于励磁电流，谐振电流迅速对励磁电流充电。在谐振电流下降到励磁电流之前，副边仍然有电流流过，励磁电感仍然被嵌位。谐振电感两端的电压是VC-NVO,那电流的下降斜率就是（VC-NVO)/LR。见图

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欠谐振
由于fr2<fs<fr，谐振周期小于开关周期，在t3时刻谐振电流等于励磁电流，副边也就没有电流流过，励磁电感没有被嵌位，此时Q1还处于导通状态，LR,CR,LM共同谐振，那么根据公式1/2π√(LR+LM)*CR可知，相对fr而言此时的谐振频率比较低，那么此时的谐振周期就很大，所以在t3-t4期间可以近似的认为是线性的变化。见图
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等效阻抗
下图是用FHA（First Harmonic Approximation）一次谐波近似等效法来计算RAC的阻抗
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电压增益M
得到谐振槽的阻抗之后可以得到谐振电路的电压增益M.

M=输出电压/输入电压=2nVO/VIN
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从电压增益公式看来，当w=w0的时候,M=1，此时跟Q，m没有关系，也就跟负载没有关系了，这个点是我们要的，但实际设计中很难刚好到这个点，所以尽量要接近这个点；
接下来根据上面的增益公式看下归一化曲线。随着负载变轻，Q值下降，峰值增益频率移向fp靠近，峰值增益随之下降；
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fn，m，Q关系
现在结合下另外一张归一化曲线图分析下几个参数之间的关系

对应于不同的Q值曲线，其曲线顶点的右侧为ZVS区域，左侧为ZCS区域。（这点我相信大家都能理解，是谐振网络呈现感性还是容性的一个分界点，跟频率有直接的关系）；
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看式1的增益公式M跟fn，m，Q有关系（fn=w/wo)

在这里我们通常希望稳态时fn=1，此时M=1，此时只有m,Q是变量，这个时候可以研究下m,Q之间的关系，下图是m,Q的关系，图中的k就是我们这里的m；
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从图中可以看出，m值越小，Q值越陡峭，要获取相同增益时（譬如增益由1.2-1.1变化时，增益只变化了0.1），越陡峭的Q值频率变化越小，这个是大家设计电路时需要的结果，理论上讲m值越小越好.
但大家知道m=LP/Lr,m值越小意味着LP越小，电感电流会越大，这会严重影响开关管的导通损耗，进而影响电源的效率。所以这里K值的选择很重要，两者要折中，一般大家的经验是3-7之间。
这里说句题外话，关于这个问题我请教过一个大师，他一般是这样的，只要在满足增益的情况下Q值越大越好，此时m也就越大，理论上讲效率越高（注意这里的前提条件是满足增益的情况下）

Q值曲线
当我们确定K值后，就可以得到一组Q值曲线。我们如何去理解这个Q值曲线呢？当我们的输入和输出电压固定的时候，并且变压器变比固定的时候，根据上面的公式，我们是可以得到一个固定的我们所需要的谐振槽路的增益M。当对应于某一个输入电压时，我们需要谐振槽路提供的增益为Mx.我们可以在Q值曲线上画一条Mx的直线，Mx这条直线和Q值曲线相交的点，就是LLC在不同负载下的工作点。
从图上我们可以看到，当负载增大时，Q值也增大，Q值曲线左移，Q值曲线与Mx相交点的频率是降低的。因此我们可以看到当负载增加的时候，LLC的工作频率是减小的。从物理意义上来讲，当负载阻抗Rac减小的时候，Lr与Cr构成的串联谐振回路上的阻抗也要减小，以维持Rac上得到的分压不变。只有通过降低频率才能使Lr和Cr构成的串联阻抗减小。因此，当负载加重时，LLC的开关频率是减小的；当负载减轻的时候，LLC的开关频率是增大的。

从上面的分析我们可以看到，当输入输出电压，负载以及变压器变比确定的时候，LLC的开关频率就确定了，也就是LLC的工作点是确定的了。那么我们如何去调整这个工作点呢？

从上面的分析可以看出，LLC的工作点与增益有关。当谐振参数确定后，唯一能改变增益的就是变压器的变比。因此要改变LLC的开关频率，只有通过改变变压器的匝比来实现。

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第1句话
（当我们确定K值后，就可以得到一组Q值曲线。我们如何去理解这个Q值曲线呢？当我们的输入和输出电压固定的时候，并且变压器变比固定的时候，根据上面的公式，我们是可以得到一个固定的我们所需要的谐振槽路的增益M）要结合公式M=2N*VO/VIN来看就好理解了，输入电压跟输出电压固定，咋比固定，那么增益自然就固定了。

第2句话
（当对应于某一个输入电压时，我们需要谐振槽路提供的增益为Mx）从公式上看，不同的输入电压谐振槽的增益也不同，在正常的输入电压范围内，当对应任何一个输入电压的时候，此时谐振槽也会对应有一个增益MX，这个MX在这里我们可以看成是一个定值。

第3句话
（我们可以在Q值曲线上画一条Mx的直线，Mx这条直线和Q值曲线相交的点，就是LLC在不同负载下的工作点。）MX既然是定值，自然可以用一条直线画出来，这条直线跟Q值曲线有很多相交点。在这里为什么会说相交的点事LLC在不同负载下的工作点呢？这也要结合公式Q=WO*LR/RAC来看，不同负载，RAC不一样，Q值自然不一样，那么不同负载就对应着不同的Q值曲线，自然就跟MX有很多相交点了。

第4句话
（从图上我们可以看到，当负载增大时，Q值也增大，Q值曲线左移，Q值曲线与Mx相交点的频率是降低的。因此我们可以看到当负载增加的时候，LLC的工作频率是减小的。）这个应该好理解，Q=WO*LR/RAC，负载增大，RAC是减少的，Q值就增大了，我们要看Q值曲线的右边，因为电路是工作在ZVS区域，看曲线右边很明显，Q值增大的话，Q值曲线是左移的，那么MX与Q值相交点的频率是降低的，结论就是负载增加，LLC工作频率是降低的。这点很重要。

第5句话
（从物理意义上来讲，当负载阻抗Rac减小的时候，Lr与Cr构成的串联谐振回路上的阻抗也要减小，以维持Rac上得到的分压不变。只有通过降低频率才能使Lr和Cr构成的串联阻抗减小。因此，当负载加重时，LLC的开关频率是减小的；当负载减轻的时候，LLC的开关频率是增大的。）这句话就相当于第4句话的白话文，RAC减少，也就是负载增加，因为RAC与LR是串联的关系，那么此时LR的阻抗应该也要减少，这样RAC上的分压才会不变，输出才会稳定，那么LR的阻抗减少的话，根据公式ZL=2πFR*LR,频率肯定也要减少。因此，结论也是一样，负载增加，频率减少。

Qmax计算
对于LLC，还有一个很重要的参数就是Q值。我们来看一下熟悉的Q值曲线，从曲线上我们可以看到，Q值越小，Q值曲线越陡峭，Q值曲线的右侧为ZVS区域。因此我们可以找到Q值取值的最大值Qmax，它为LLC最大的直流增益Mmax与Q值曲线相交的最大值，这一点是保证在Mmax下，也就是对应最小频率下能实现ZVS的临界条件。如果选择的Q值大于Qmax, LLC将会进入ZCS区域。

可以通过对LLC谐振槽路的等效阻抗推导出Qmax。
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设计中，为了留有一定的裕量，我们通常取Q值为Qmax的90%-95%。

死区时间
对于死区时间，是llc的一个重要参数。它跟励磁电流，MOSFET的输出电容和线路寄生电容有关。
要使llc实现软开关，就要使得在死区时间内，励磁电流能抽走或者充满MOSFET的输出电容和线路上的寄生电容，才能使得LLC的mosfet的D-S两端电压能达到0v。
但是如果死区时间太大的话，会使得半桥的电压利用率降低，使得原边电流增大，不利于提高效率。所以要选择合适的死区时间。不过由于LLC变压器的励磁电感比较小，励磁电流比较大，死区时间比较小。

工作模式
由增益公式可以知道，最大增益Mmax对应的是最小输入电压，所以最大增益是很好确定的，这个图我自己加了标注，按照自己的理解讲解下，Qmax是最大增益对应最小工作频率的Q值，怎么理解这句话呢，4是Qmax，看4曲线，在fmin处是在曲线的右边，是ZVS处，再看1,2,3曲线，在fmin处是不是都工作在Q值曲线的左边，是在ZCS区域了，所以这里的4曲线是临界点，如果选取的Q值曲线大于4，LLC会工作在ZCS区域，这样就不对了。

接下来是仙童资料的一段话，个人觉得很有用，它可以告诉我们在什么样的情况下选择哪种工作模式。

用通俗一点的话来讲解这段，（首先解释下这里为什么用软换流这个词，因为对于单个二极管来说都是零电流导通，但不一定是零电流关断，我在这里理解成不是零电流关断就是CCM，零电流关断就是CCM了，这样感觉会理解简单点）所以这段话也就是教我们什么时候让工作在DCM，什么时候工作在CCM。可以按照我们对反激的理解来解读。

当输出电压很高的时候，这个时候的输出整流管是没有办法用肖特基二极管的（肖特基二极管的电压一般是200V以下）如果工作CCM模式就会有反向恢复电流的问题，二极管的反向恢复损耗会比较大，所以一般会选择DCM，工作在DCM模式的话，工作频率就要小于谐振频率。谐振周期就会小于工作周期。

当输出电压不高的时候，可以用肖特基二极管，基本可以忽略反向恢复问题，那么就可以工作在CCM模式，工作在CCM模式的好处是峰值电流会小（这里讲的是环流）会降低通态的损耗，对效率有好处。工作在CCM模式的话，工作频率就要大于谐振频率，谐振周期大于工作周期。