吉孟雷的博客

已知Tc=210ns 和 VL = L *(di / dt ) 知充电电感电流 Ipkc = VL * Tc / L = 5 * 0.21 / 1 = 1.05 A，假设电感给电容转移时的边沿Tr=70ns，电感上有电流的时间就是210ns + 70ns = 280ns，充电的脉冲周期10us，计算电感电流的平均值。假设寄生电感来源有裸die激光器绑线的寄生电感0.4nH左右，PCB走线的寄生电感0.6nH，总的回路电感在1nH，放电电容为2nF， Tw = 2*pi*√LC / 3 =2.9ns。

"巴伦"（Balun），是一种平衡-不平衡转换器，通常用于将平衡信号（如差分信号）转换为不平衡信号（如单端信号），或者反之。以MABA-009250-CT0068为例通过S参数文件放真S11,S21，仿真电路如下图所示：1PORT 对应5脚，2PORT 对应1脚，3PORT 对应3脚。巴伦的参数给出了一个阻抗阻抗比1：2，这个表示的是不平衡输入与平衡输出之前的阻抗比值，这个阻抗比和匝比之间是什么关系？在设计和选择巴伦时，需要考虑其频率范围、阻抗比、插入损耗、相位平衡等参数，以确保最佳性能。

sipm输出的接收波形如下图所示，一般sipm输出的上升时间1.5ns，恢复时间10~100ns，无论同轴旁轴的光机，在发射打在窗口片上都会有回波直接反射回来，这个反射回来的光就是杂散光，杂散光会被sipm响应，sipm需要时间恢复，在恢复的时间这段再有回波就很难分辨，雷达的盲区就变大了。2、在窗口片上增加抗反射涂层，也就是AR增透。1、在光机设计上解决。这个我也不懂，就不瞎说了。

在需要多路切换的场景时，二极管也可以替代模拟开关，二极管做开关实现多路切换的电路如下图所示，I1和I2为两路输入的信号，当V7输出高5V的时候，二极管D2截至，信号不能通过，注意信号最低时也要比二极管阳极的电压高，当V7输出低0V的时候，二极管D2导通，信号就可以通过去了。可以看到输入1M信号的隔离度有87dB，输入10M的信号隔离度有67dB，输入的信号频率越高，输入输出的隔离度就越差，我们输入信号的边沿有500ps，输入信号的带宽也就是700Mhz，输入信号的频率是比较高的。

输出的直方图横坐标为时间信息，具体表示的是bin的数量，比如一个单点的spad芯片有1024个bin，量程为15m，TOF时间100ns,那么每个bin的时间就是100ps，这个100ps对应的就是spad芯片内部的TDC的分辨率，纵轴Counts表示的是bin深度，一般表示多少bit位，常见的是10bit，也就是最大容纳的光子数为1024个。

1、打开SIwave软件，点击import，点ODB++选择.tgz文件，这就把PCB文件导入到SIwave里面了，然后点击下图中的clip design，把导入的PCB裁剪剩余到需要仿真的大小，如果板子尺寸本身就很小那么就不需要裁剪了。2、仿真回路电感时，经常需要把两个PCB的两个网络给短接起来，在SIwave里面，我们选择下图中红色框中的工程，直接把两个不同的网络合成一个网络。4、点击Export菜单下面的Export to Q3D，弹出的菜单不用设置，直接ok，就会自动启动Q3D软件了。

下面两张图分别在sensor正偏置和负偏置时的接收电路，这里我们关注一下输出的波形特征为一个脉冲信号，脉冲信号的共模电压为5V分压得到，信号的摆幅为Iout*RT，Iout为光电流，在应用在雷达接收的中时，发射信号的脉宽很小，ns级别，占空比也很小，比如重频100k，周期有10us。

首先输入的电容是不可避免的，那么肯定要加Cf电容的，Cf与Rf构成低通滤波，Rf选择的越大，电路的带宽就会越小，虽然Rf越大，电容可以选择的更小，但是比如电阻增大2倍，电容只减小了0.707倍，这样带宽就减小了0.707倍，并没有维持不变，所以Rf一直增加，带宽也会变小，但是可以选择GBP越大的放大器，这样Cf就可以选择的更小，那么Rf值也可以选择的更大。这里有个地方需要理解一下，就是TIA的增益和带宽的关系，比如输入信号的频率为1k，放大器的带宽的20M，那么Rf电阻最大可以选择多大？

下图为电容谐振放电的激光驱动电路，由Tc = 2*pi*√LC / 3 可知电容确定后，放电回路的寄生电感越小，那么光脉宽Tc就越小，所以减小寄生电感是布局的关键。那么就看电容、GaN、激光器三部分怎么布局。激光器、GaN、电容三者都在同一层上以最短的铺铜连接，放电的回路也都在顶层上，此时临近的第二层没有铺地。用ANSYS仿真得到此时得回路电感为2nH左右。我们都以500M时得寄生电感来评估。激光器、GaN、电容三者都在同一层上，放电的回路也都在顶层上，但是在紧邻的第二层铺一层完整的地平面。

除了上面的两种电路结构，还可以选择把RS电阻放在偏置电压这里，但是不推荐这样做，因为电源的噪声会直接给到RS电阻上，上面的两种电路结构可以用SiPM来隔电源上面的噪声。下图为SiPM的电子模型，图中Rq为淬灭电阻，一般为MΩ级别，Cq为淬灭部分的寄生电容，Cd为二极管的体电容，开关表示雪崩的产生。首先我们来看一下二极管的雪崩电子模型，电子模型和雪崩时的电流波形如下图所示，电流上升的快慢是由电容的充放电速度决定的，充电的时常数。，这里Rq>>Rs，所以充放电的波形如上图所示。

从谐振过程来看，电容先给电感充电，直到电容上面的电流为零，然后电感需要续流，如果没有二极管D5，这个电流会流向电容，因为D5的存在电感给电容充电的电流流向了D5，对比看加这个D5会使光脉宽变大，因为给电容充电的能量变少了，电容反向给寄生电感充电的能量就变小了，这样就把震荡逐渐的降下来了。在上面我们发现可以通过在谐振回路串联二极管阻碍谐振的发生，但我们实际中不能串联二极管，因为串联二极管会使谐振回路变长，增加了布局的难度也使寄生电感更大，

一般的激光激光驱动电路如下图所示，这种电路的Rin选择是根据发射的重频决定，只要保证在两发激光这段时间内，电容上的电充满就可以了，我们激光雷达经常会调整发射的功率，比如第一发的时候饱和了，然后下一发就需要调低发射的功率，那么下面这种电路就需要调正DCDC的输出电压，调整完还要通过电阻给电容充电，时间肯定是来不及的，这中电路只能做到对发射功率的逐渐调节。

这种电路结构是和DTOF上的激光驱动电路是一样的，通过电容放电来给激光器供电，因为测量的重频较低，比如说我重复频率25hz（40ms），激光器点亮1ms左右，这个1ms是很多CMOS的曝光所需要的时间，那么激光器点亮前我就有39ms的时间先给电容充电，充电的最大电流也就是5V / 100 = 50mA，而且这个电流还是不断减小的，这电路解决了线压降的问题，先缓慢的给220uF电容充电39ms，然后导通mos 1ms，这个1ms的电通过220uF电容放电得到。优点：电路结构比较简单，所需器件很少。

红色波形为触发信号经过RC后给到与门的波形，蓝色波形为经过与门的输出波形，可以看出蓝色波形开始有是红色的波形达到3V左右时才开始有的，这个电压对应与门的逻辑输入高，输出的脉宽已经降到了3ns左右，这个截取的3ns再去给到激光驱动中的GaN，通过控制GaN导通的3ns来控制光脉宽。TI在一篇技术文章上是通过如下方法减小的触发信号脉宽：利用与门的同时为高输出才是高的特性，与门的一个输入直接接触发信号，另外一端是触发信号加一个RC充电后再给进来，这样就能达到减小触发信号脉宽的目的。