auqihc的博客

文中部分图片来自于《complete Wireless design》

从表2.39~2.42可以看出，关于镜像这一概念有两种不同的表示结果，一个是镜像抑制（Image Rejection），另一个是镜像衰减（Image Attention），下来我们阐述这两者之间的差异。在很多无线产品接收机手册中，我们会看到两个参数，一个是镜像抑制（Image Rejection），另一个是镜像衰减（Image Attention），但这两者究竟有什么不同，一直比较疑惑，今天一起解开这个迷雾。

表1.1中的-8dBc测试结果的前提是PAD输出功率为-5dBm，那么此时根据-8dBc的载波本振抑制可以知道Driver输出的载波馈通功率为-13dBm，又由于Driver具有9dB增益，所以实际混频器和DAC等电路所造成的的载波馈通为-22dBm。而AD9361这种通过射频端衰减器的方式，则载波抑制比不会随着输出功率的减小而线性下降，从AD9361的载波抑制比数据来看输出功率减小40dB，载波抑制比仅下降20dB。（1）载波抑制比会随着外部衰减器的变化而变化，即使混频器处的载波抑制比是固定的。

当前快速建模的方法有两类：一是脚本自动化，也就是今天要分享的方法，但该方法需要工程师有基本的脚本编辑能力，然后根据自己的需要去修改，难度较大一点点；二是参数化建模，也就是在GUI界面输入相应的参数，工具自动建模，这类工具当前做得较好的是ADS中的Via designer，可能更适合SI设计工程师，我们下次分享该方法。以上就是脚本中关于过孔设置的核心部分，我已经建立了盲孔和通孔，以及两类端口，大家可以根据需要进行适当修改。点击Automation, 加载.py文件。

这里可以设置各种过孔结构，盲孔、埋孔、通孔、背钻等，大家自己点击试试看，有问题可以查看help文档，十分详细！我们可以直接导入PCB文件，也可以新建一个PCB文件，这一步骤不再赘述。ADS中的Via Designer. 下面我们来看看建模的具体过程。这也是高速信号仿真前期必须做的工作，这里也不再赘述。4. Via Designer 界面。8. 原理图中调用过孔模型进行仿真。1.2 在ADS中新建PCB层叠。5. 设置过孔结构。9. 查看仿真结果。10. 参考资料。

线性系统中的非线性会影响着整个系统的信号质量和通信的稳定性，为了尽量降低这种非线性对系统的影响，通常，可以在设计射频电路中考虑到各个器件的线性使其工作在线性区间；还可以通过数字预失真技术来提高系统的线性。它们都有各自的优缺点，前者通常射频电路设计较为复杂，成本高，尤其是较为复杂的射频系统，不过，由于没有较多的软件参与，稳定性较好。而后者是基于数字信号处理的一种技术，射频电路设计相对简单，成本相对较小，因为软件的参与，可以进行更新升级。

射频入门在实际设计时，真正实用的技巧是当这些准则和法则因各种设计约束而无法准确地实施时如何对它们进行折衷处理。当然，有许多重要的RF设计课题值得讨论，包括阻抗和阻抗匹配、绝缘层材料和层叠板以及波长和驻波等，在全面掌握各类设计原则前提下的仔细规划是一次性成功设计的保证。RF电路设计的常见问题1、数字电路模块和模拟电路模块之间的干扰如果模拟电路(射频)和数字电路单独工作，可能各自工作良好。但是，一旦将二者放在同一块电路板上，使用同一个电源一起工作，整个系统很可能就不稳定。这主要是因为数字信号频繁

我们在抽取高速信号的S参数时避不开的一个环节是设置仿真带宽，经常听到有人讲要设置基频（奈奎斯特频率）的4倍or 5倍带宽，如果是这样，就有一个问题：如果是56Gbps的NRZ信号，那仿真带宽真要设置到100G以上吗？这么宽的带宽，计算时间和所耗费的资源可想而知！考虑一个单极点的滤波器，最简单的模型就是RC滤波器，之所以用RC单极点滤波器考虑此问题，是因为PCB板上的传输线的行为可以用一个单极点的滤波器来表征,是低通特性，这符合我们的认知。像上图中的电路，就可以计算出这个常数。那0.5/Tr又是怎么来的呢？

我们在之前的学习中知道，一个三端口网络是不可能在每个端口都实现匹配的，为了实现匹配，Wilkinson 前辈在这里取了个巧，在端口2和端口3 之间引入了一个电阻，这样就完美解决了三个端口都匹配的问题，作为功分器来说，电阻没有任何影响，但是反过来作为合路器使用的时候，电阻就要吃功率了。四分之一波长传输线的归一化阻抗为Z，对于上文提到的二等分功分器，阻抗为根号（2），端口2和端口3之间的归一化电阻值为2. 可以表示为两个电阻值为1的电阻串联。对于等分功分器，如果r=2，r/2=1，则端口2 是匹配的。

接收机接收到的信号通常都是经过一定距离、复杂环境后的微弱信号，接收机接收弱信号的能力是最基本和最核心的要求，所以需要用最弱的接收电平来衡量接收机的能力。邻近信道抑制（Adjacent Channel Rejection）是衡量接收机抵抗邻近信道干扰的能力，通常在信道相邻的一个信道或第二个信道上都存在一定强度的干扰信号，通过测量该信道的接收灵敏度或吞吐量，来衡量抗干扰能力。测试方法，当接收机的接收功率为灵敏度要求的最低功率时，接收机的误码率不能高于给定的要求，如果此时BER满足要求，则可判定灵敏度合格。

下图的architecture是PLL在时钟分配中的典型应用，外部给到系统的参考时钟是25MHZ，但是不同模块需要的时钟频率各有不同，需要提供100MHZ、50MHZ、48MHZ、165.25MHZ等各种频率甚至不同性能要求的时钟，分析下面的架构可以发现，部分CLK可以通过分频器产生就可以了，而部分则只能通过PLL产生并对时钟进行分配，比如将25MHZ时钟倍频到48MHZ。

4、ACLR/ACPR我们把这些项目放在一起，是因为它们表征的实际上是“发射机噪声”的一部分，只是这些噪声不是在发射信道之内，而是发射机泄漏到临近信道中去的部分，可以统称为“邻道泄漏”。其中ACLR和ACPR（其实是一个东西，不过一个是在终端测试中的叫法，一个是在基站测试中的叫法罢了），都是以“Adjacent Channel”命名，顾名思义，都是描述本机对其他设备的干扰。而且它们有个共同点，对干扰信号的功率计算也是以一个信道带宽为计。这种计量方法表明，这一指标的设计目的，是考量发

这里说误码率，是沿用CS（电路交换）时代的定义作一个通称，在多数情况下，BER (bit error rate)或者PER (packet error rate)会用来考察灵敏度，在LTE时代干脆用吞吐量Throughput来定义——因为LTE干脆没有电路交换的语音信道，但是这也是一个实实在在的进化，因为第一次我们不再使用诸如12.2kbps RMC（参考测量信道，实际代表的是速率12.2kbps的语音编码）这样的“标准化替代品”来衡量灵敏度，而是以用户可以实实在在感受到的吞吐量来定义之。

增益法测试噪声系数的连接示意图如图1所示，其思路为：DUT输入端端接50 Ohm负载，在频谱仪上测得的噪声功率被认为是DUT本身输出的功率，然后根据DUT的增益计算出其噪声系数。增益法要求DUT的增益是已知的，假设DUT的增益为G，其噪声因子为F，对应的噪声系数为NF。定性地讲，为了满足上述条件，频谱仪需要配置前置预放大器，以降低自身的噪声系数。举例：测试一款LNA的噪声系数，增益为30dB(线性值为1000)，噪声系数约为1.5dB(线性值为1.413)，频谱仪的噪声系数为10dB(线性值为10)，则。

式中，Ton 和Toff 分别为噪声源打开和关闭时的等效噪声温度，FSA 和TSA 分别为频谱仪的噪声因子及等效噪声温度，GSA 为频谱仪的通道增益——频谱仪通道经过校准，故可认为其增益为1。当测试其中一个通道的噪声系数时，如果其它三个通道不断电，则当待测通道的增益G 远远大于频谱仪自身噪声系数FSA 时，测得的噪声系数结果比单独测试一个通道(其它三个通道断电)的结果高约6dB！总噪声系数是指待测件与频谱仪总体的噪声系数，如果将频谱仪自身的噪声系数修正掉，那么两种情况测得的待测件的噪声系数有多少差异呢？

结论：对比是否存在镜频抑制滤波器两种情况下的噪底，由式4和式8可以看出，如果LNA的增益非常高，则无镜频抑制滤波器时的底噪接近于存在镜频抑制滤波器时底噪的2倍。对比式3和式10可以看出，当LNA的增益非常高时，无镜频抑制滤波器时的总噪声因子接近于存在镜频抑制滤波器时总噪声因子的2倍。图2给出了不含镜频抑制滤波器时的简化射频接收前端，由于混频器的工作特性，此时接收链路工作时，不仅仅是期望工作频段的噪声会变频至中频，镜频频段的噪声也会变频至中频，这将导致系统输出的噪声功率相对于含有镜频抑制滤波器时翻倍。

假如频谱仪端接50 Ohm负载，当前频谱仪显示的是自身的底噪声，video filter位于包络检波器之后，滤波的对象是宽带噪声的包络信号，包络信号并不具有噪声那么大的带宽，而是带宽很小的视频信号，如图2所示。对数字I和Q信号取均方根值，即为信号的包络，然后经过video filter滤波处理，虽然为数字滤波器，但是其作用是与传统频谱仪的video filter类似的，此处不再赘述。其实这么讲是不合理的，因为宽带噪声的包络信号有一定的带宽，如果VBW小于包络信号的带宽，则显示的底噪声势必会降低。

在最佳噪声匹配下，输入回波损耗可能会很差，增益也低，因此具体的匹配需要根据指标要求进行权衡，来获得满意的指标。其中FMIN是管子的最小噪声，Rn为管子的噪声电阻，那么信号源导纳YS等于最佳源导纳YSopt时，低噪放的噪声等于放大器管子的最小噪声FMIN。低噪放设计往往不是追求噪声的极致，而是综合实现各方面的指标，完成系统整机的使用需求。由接收机灵敏度的计算公式可知，影响接收机灵敏度的指标有噪声系数、带宽和信噪比，因此一旦带宽和信噪比确定了，那么能决定接收机灵敏度好坏的指标只有噪声系数了。

3dB耦合器的耦合端分配比例是50%，6dB合器的合端分配比例是25%，10dB合器的耦合端分配比例是10%。功分器常见的形式包括二功分、三功分和四功分等，其中每个输出端口的损耗通常是固定的，如3dB。同频合路器也可以叫做3dB电桥，2端口输入2端口输出，作为合路时，一个输出端口接匹配负载。1. 天线分配系统：当一个发射器需要连接多个天线时，同频合路器可以将信号分配给不同的天线，使其在同一频段内同时工作。输入驻波比：小于1.5dB，这一指标反映了信号反射的程度，低驻波比表示信号更有效的传输。

到了高频，很多朋友喜欢用5880.而对于CPWG，由于更多的电磁场位于电路上方的空气中而不是在 介电板中，因此其电路的有效介电常数降低，并且比微带线的更低。2、相对于铜箔的厚度，CPWG如果采用铜的厚度较厚，会导致顶层接地端、信号和接地场路径之间的电磁场增强，并且 GCPW 电路上方的空气中会形成更多的电磁场。从上图，可以看出传统的CPW是G-S-G结构，即信号线与地处在同一平面，而CPWG则为在传统CPW的基础上，介质层其下表面覆上地,并且通过过孔连接上下平面地。4、包地的宽度要大于包地的距离。

EB200是2001年-2012年期间我国无线电监测部门和军队频谱管理部门的主力便携设备之一，目前已有新一代产品PR100，但由于其优秀的操作性，依然被广泛应用。EB200主要用作便携监测测向，也被大量集成到固定、搬移监测测向系统中，构成单通道相关干涉仪，是我国市州二类监测站过去常用的接收设备。该机支持远程控制（古老的10M网，选件），具有丰富的接口，较其上一代产品，约1989年定型的EB100有巨大改进。中部，集总滤波器的射频线路在板子内部，看起来这是6层板，其中4层射频材料，两层FR4类型的材料。

通过将信号从时域转换到频域，我们可以获得信号在不同频率上的分布情况，从而更好地理解信号的性质。通过分析信号的功率谱密度，我们可以深入了解信号的频率成分和能量分布，从而在许多领域中做出更准确的判断和决策。在无线通信中，功率谱密度可以帮助确定信号在频域上的占用情况，从而避免不同信号之间的干扰。绘制功率谱密度图：将不同频率分量的功率绘制成图表，可以是柱状图或曲线图，展示信号在不同频率上的能量分布情况。信号特征分析：通过分析信号的功率谱密度，我们可以了解信号的频率成分，从而判断信号的类型、周期性等特征。

信号分析与处理：小波变换在信号处理中广泛应用，可以识别信号中的瞬态、脉冲、周期性等特征。换不同，小波变换允许我们同时观察信号的时间和频率特性，提供了更详细和全面的信息。声音处理：小波变换在音频处理中有重要应用，可以分析声音的谐波、噪声、共振等特征，有助于音频压缩、降噪以及音频特征提取。振动分析：在机械工程和结构健康监测中，小波变换可以帮助分析机械振动信号的频率分量，用于故障诊断和状态监测。稳定性：小波变换对信号中的突变和瞬态有更好的稳定性，而傅里叶变换可能会产生频谱泄漏。小波变换与傅里叶变换的比较。

傅里叶变换是一种强大的信号处理工具，可以将信号从时域转换到频域，揭示信号的频率成分和特性。信号频谱分析是将信号从时域转换到频域的过程，以便我们可以看清信号在各个频率上的分布情况。频谱图显示信号中各频率分量的强度，帮助我们分析信号的频率成分、调制方式以及可能的噪声。通过傅里叶变换，我们可以揭示信号的频率成分，理解信号的周期性和振幅，从而在许多领域中实现广泛的应用。通过傅里叶变换，我们可以获得信号在频域中的频率分布和振幅信息。信号分析与滤波：傅里叶变换可以将信号从时域转换到频域，帮助我们分析信号的频率成分。

增益 dB 和功率 dBm 值的简单加法和减法并不适用于 NF 和 IP的计算，因此首先使用反对数将dB和或dBm转换为线性数值（增益比和mW）进行级联计算，然后再使用对数公式将计算结果转换回dB或dBm.在进行功率测量时，大多数人发现增益和功率电平相加和相减比增益和功率电平相乘和除法更容易，这就使得dB 和 dBm 的使用变得广泛起来，不过要记住的一点是：不要将线性增益（即比率，比如增益是4，是6，这是一个比值）单位和瓦数功率（mW）单位与对数增益（dB）和功率（dBm）单位混淆。

交叉隔离是对同一个组件中的两个不同的Tx至Rx频段之间的测量，隔离是对同一个频段的Tx和Rx之间的测量。图1提供了嵌入在复杂的模块设计中的多种类型的滤波器的示意图。图中的这些单独的双工器、带通滤波器和陷波滤波器也可以成为多路复用器群组的一部分，称为四工器、五工器和六工器，如图2所示。使用演进的通用陆地无线接入 (E-UTRA)（这是3GPP的无线接口）和5G NR双连接或E-UTRA NR双连接 (EN-DC) 时，网络可以利用4G和5G频谱来增加用户吞吐量，提供移动信号可靠性，并支持eNB的负载均衡。

在现代通信领域，射频技术扮演着至关重要的角色。从移动通信到卫星通信，射频技术贯穿了整个通信系统。对于那些希望深入了解射频领域的学生来说，射频课程可能是必不可少的。本文将介绍射频课程的内容，包括功放、锁相环、发射机与接收机的设计以及ADC和DAC在系统中的作用。

不管特征阻抗的值是多少，如果负载阻抗相同(ZL = Z0)，则表示该负载与传输线路匹配。在这种情况下，不会产生任何反射波(Γ = 0)，负载从信号源接收到的功率最大，而在全反射(|Γ| = 1)的情况下，根本不会向负载输送任何功率。但是，在有些应用中，例如，在需要远距离传输RF信号的广播系统中，Z0 = 75 Ω是更常见的选择，以减少电缆损耗。在低频下工作的普通电路与针对RF频率设计的电路之间的关键区别在于它们的电气尺寸。回波损耗始终是非负值，表示负载与朝向源极的负载上"显示"的网络阻抗之间的匹配程度。

RF 应用说明 (1979 - 2015) - NXP / Philips：http://www.nxp.com/search?电子、信号和测量简介- D.Cory - 麻省理工学院公开课：https://ocw.mit.edu/courses/electrical-engineering-and-computer-science/6-071j-introduction-to-electronics-signals-and-measurement-spring-2006/lecture-notes/

4，国际电联ITU雷达频段。6，电子对抗ECM频段。2，全球警用雷达频率。

双馈点圆极化微带天线相比单馈点圆极化微带天线而言具有较宽的圆极化带宽，尤其是采用共面的3dB分支电桥馈电的双馈圆极化微带天线，其圆极化带宽可达30%。微带天线的分类有很多种，按照结构上的特点，微带天线一般被分为微带贴片天线，微带缝隙天线以及微带天线阵（主要指微带行波天线）这三种类型。是由介质基片、辐射贴片和接地板构成，是一种常见的微带天线形式。多元圆极化微带天线实际上是一个微带阵列，即利用多个线极化的辐射源，在相位上相差90°，保持振幅不变以获得圆极化波，这一原理与多馈点的单个圆极化微带天线比较类似。

开尔文勋爵的真实姓名叫威廉·汤姆森（William·Thomson），与他相关的物理研究有：焦尔-汤姆森效应，焦尔-汤姆森膨胀，热电“汤姆森效应”，开尔文电流天平，汤姆森测量电桥等等。06452 × 10-23J/K， BW就是噪声的带宽，单位是Hz，这个就是信号的载波带宽，也无可争议。但是在国际单位制中，温度的单位是开尔文K，也称为开氏温度，没错这个就是为了纪念伟大的开尔文勋爵对热理论的贡献。所以呢，温度是噪声功率的一个因子，但是在我们的使用环境下，其影响又是微乎其微的。

增强跳频通信系统的抗干扰能力：通过研究干扰检测和干扰抑制技术，未来的研究可能会致力于开发更有效的抗干扰策略，以提升跳频通信系统的整体性能和可靠性。跳频技术通过随机改变信号的载波频率，使得信号在不同的频率上独立于其他频率上的信号，从而减少了多径衰落的影响，提高了信号的质量和系统的抗干扰能力。开发新的跟踪技术：为了应对高动态环境下的挑战，未来的研究可能会探索更多创新的跟踪技术，以提高跳频通信的适应性和稳定性。低碰撞区跳频问题：在设计跳频序列时，存在低碰撞区的问题，这影响了跳频技术的有效性和安全性。

今天分享一份关于射频系统设计的讲义，作者是Peter Kinget，来自贝尔实验室。截图预览如下，需要的同学，可以在文末查看下载方式。这篇讲义介绍了射频系统设计的方方面面，截图截到手抽筋，射频系统设计居然包含这么多内容，而且每一个部分都有难度，

大约在23GHz处，出现由于水蒸气吸收产生的第一个谐振点，在62GHz处出现干空气（主要是氧气）吸收产生的第二个谐振点，在120GHz处出现干空气吸收产生的第三个谐振点，以及后面水蒸气的两个吸收频率为180GHz和350GHz处。首先，我们假设有两个天线，发射天线的发射功率为Pt，天线增益为Gt，接收天线的增益为Gr，距离发射天线的距离为R，这个R足够远，在两个天线的远场区。假设一个5G基站的发射功率为100W，天线增益为20dB，工作频率为3.5GHz，在距离2kM的地方手机接收到的功率是多少W？

顾名思义，载噪比就是载波功率和噪声的比值，它是描述接收载波强度和接收噪声强度的一个量，如下图所示。与在数字化调制之前计算的信噪比不同，载噪比CNR是在调制后计算的，调制就是把信息加载到载波上的过程，而这个载波就是载噪比中“载”的来源。根据上文的定义，载噪比CNR的计算就比较简单了，就是接收信号载波功率C和总接收噪声功率N的比值，即C/N， 按照射频工程师比较习惯的。无论如何划分，信噪比和载噪比都是描述通信系统信号质量的一个关键参数，对于射频设计来说，都很重要。

第二层采用连续的地平面布局对于建立阻抗受控的RF信号通路非常必要，它还便于获得尽可能短的地环路，为第一层和第三层提供高度的电气隔离，使得两层之间的耦合最小。PCB板层分配便于简化后续的布线处理，对于一个四层PCB板(WLAN中常用的电路板)，在大多数应用中用电路板的顶层放置元器件和RF引线，第二层作为系统地，电源部分放置在第三层，任何信号线都可以分布在第四层。主要是为了减少不同电源之间的干扰，特别是一些电压相差很大的电源之间，电源平面的重叠问题一定要设法避免，难以避免时可考虑中间隔地层。