基于嵌入式电源SoC的无传感器磁场定向控制

本文档旨在向读者简要介绍面向现场的控制，以及如何在汽车应用中用于中低功率三相电机的Infineon嵌入式Power SoC设备上实现该控制。期望读者熟悉电机控制的原理及其在基于微控制器的系统上的实现。

嵌入式电源设备的全部功能和特性在各自的数据表和用户手册中有规定。有关详细说明，请参阅这些文件。TLE9879 EvalKit已被用作所述测量的硬件平台。该EvalKit的原理图和PCB布局是开发新电机控制ECU的最佳起点。同样，FOC实施的相关软件项目也意味着作为一个演示平台

1 引言

本文介绍的现场导向控制（FOC）方法主要针对成本敏感型汽车驱动装置（如风扇、泵和减速电机）日益增长的市场。人们普遍认为，在汽车市场上采用 FOC 驱动的三相电机有两个主要原因：系统成本和能源效率。

事实上，传感器需要额外的成本，包括传感元件以及所需的线束和连接器。这可能会在制造过程中产生问题，成为故障源，降低可靠性。

另一个主要方面是显著提高电机的能效。FOC 方法可实现高达 95% 的能效。这大大降低了功耗，改善了电机的动力、散热和噪音。例如，许多风扇和水泵应用需要静音运行，以限制固体传播的声音，这些声音最终会在车厢内的水管或气管中传播。这通常需要采用控制技术，在电机线圈中产生正弦电流。

英飞凌嵌入式电源 SoC（片上系统）器件可实现三相电机控制 ECU，并对系统尺寸和成本进行了优化。SoC 在单片集成电路上集成了 MCU 和所有必要的外设，只有功率级 MOSFET 作为额外的外部半导体器件。它的一个主要特点是集成了桥式驱动器和创新的栅极驱动器，从而简化了开发和系统优化（例如，提高电磁兼容性能和适应各种不同功率级特性的能力）。

2 无传感器场定向控制理论

本章旨在概述永磁同步电机无传感器FOC的理论。用TLE987x实现的控制方案是基于本章所述的理论。

在这些段落中，读者可以找到关于直流电机和电机控制的概述，以及对FOC理论的描述。关于这些算法的TLE987x实现的详细信息，请参阅使用TLE9879嵌入式电源SoC实现无传感器FOC一章。

2.1 两相（直流）电机基础知识

两相电机，也称为直流电机，由形成定子结构的永磁体和缠绕在转子上的线圈组成。需要一个机械换向器，即所谓的“电刷”机构，以便将电流馈送到线圈。该换向器将自动切换电流方向，以便在所有转子位置产生正确的扭矩。

通过调节电刷处的电压振幅来控制两相电机，同时产生的电流与电机的扭矩成比例。电机的速度取决于电压和扭矩。

2.1.3两相电机控制：闭环速度和转矩控制正如预期的那样，可以使用级联控制结构，因为速度变化要求通常比电流和转矩的要求慢得多。速度控制需要一个速度传感器，例如：转速表，扭矩控制需要电流传感器，如第2.1.2点所示。速度控制的输出是电流控制的参考电流。通常，PI控制器同时用于速度和电流控制。

2.2三相电机基础

用于中低功率汽车应用的大多数三相永磁同步电机也称为无刷直流电机。由于已发表的文献中使用了不同的术语，因此将对它们进行简短的解释和比较。

术语BLDC代表无刷直流电机。考虑到包括无刷直流电机在内的三相电机需要交流电流才能转动，这个术语乍一看可能会导致混淆。然而，这个术语旨在强调两相（或直流）和三相无刷直流电动机之间的相似之处。事实上，无刷直流电机的结构在一个关键方面是相似的：无刷直流电动机的转矩方程类似于有刷直流电动机（见第2章“两相电动机控制：闭环转矩控制”），因为两者都与电流成正比。

然而，与直流有刷电机不同的是，无刷直流电机的定子中装有电磁线圈，转子上装有永久磁铁--事实上，它通常被称为 "内向外 "直流电机。这种结构解决了直流电机的一些缺点，用一个三相桥（也称为逆变器）提供的电子换向取代了有刷电机的机械换向。无刷直流电机的一些典型优点包括

- 避免电刷中的能量损耗

- 节省电刷维护成本

- 由于没有机械电刷故障风险，提高了可靠性

PMSM一词强调电机的结构，定子中有线圈，转子中有永磁体，以及它以与线圈交流频率成比例的速度旋转。

由于这些特性由无刷直流电机共享，一些出版物将无刷直流视为永磁同步电机的一种。

然而，在行业中，BLDC和PMSM这两个术语经常被用来相互对立。这种用法的不同之处在于定子绕组的结构。无刷直流电机一词用于具有集中绕组和表面安装磁体的电机，而更一般地，当绕组呈正弦分布或磁体未表面安装时，使用永磁同步电机。这种结构上的差异会影响磁体和共线之间的磁通连接。这使得无刷直流电机的反电动势（BEMF）电压具有梯形形式，而永磁同步电机的反电动动势是正弦形式。

2.3空间矢量调制

在本节中，描述了三支路电压逆变器的调制。这种类型的逆变器由六个MOSFET或IGBT组成，它们充当开关。连接到正电源轨的开关被称为高侧开关（HSS），连接到电源的负轨的开关则被称为低侧开关（LSS）。

在图7中，可以看到三支路电压源逆变器的框图。如果我们排除同一支路的高电平开关和低电平开关同时接通的状态，因为这会导致短路，则可能有八种状态，如图9所示，每种状态都有不同的高电平和低电平组合开关激活。在这些状态中的每一种状态下，三相都会产生三个不同的磁场，这些磁场可以被可视化为称为磁偶极子的矢量。这些场的效果的组合可以被可视化为一个组合场，从而产生如图8所示的复数形式的矢量之和。

因此，状态本身可以与在坐标U、V和W的空间矢量图中表示为矢量的结果磁场相关联。有两个无源状态导致两个不引起磁场的零矢量，以及六个由非零矢量表示的有源状态。这些活动矢量将U-V-W系统的空间矢量图划分为六个扇区，在图9中分别命名为A、B、C、D、E和F。

尽管定子线圈固定在他们的位置，磁偶极子旋转依赖于电流存在于每个阶段。考虑相上电压的任意组合，它们的定子磁场(磁通)可以用参考向量Vref表示。它由下式定义:

这个参考向量，如果它是活动的，可以在相邻的六个活动状态的任何一对之间找到，每个状态称为扇区。参考向量在扇区中的任何位置都可以用定义扇区的两个活动向量(例如V1和V2)和一个零向量(V0)的线性组合来近似。两个有效向量所需的衰减系数取决于相对角度γrel，这是绝对角度φ减去扇区中第一个有效向量的角度(根据顺时针旋转惯例)。

这种衰减可以通过比Vref变化更快地改变相位状态来实现。这意味着在我们称之为开关周期的时间t内，三个活动矢量中的每一个都必须施加一定的持续时间，以便平均矢量电压表示Vref(见图10)。

这就是脉宽调制(PWM)的基本原理。

考虑到参考矢量的缩放并将矢量电压表示为复数，对于空间矢量调制的PWM导通时间(hss导通的时间)，有以下公式:

开关顺序的设计取决于应用需求。为了减少开关损耗，通常对开关的数量进行优化。

因此，控制的目的是计算每个桥相的占空比，使Vref随所需的电旋转旋转。

图11显示了在一个PWM周期内7段开关序列的示例。通过完整的电旋转，各电机相电压对中性的输出电压如图12所示。

电机处产生的电压VUV, VUW和VVW是正弦的。

2.4相电流测量

对于许多电机控制方案，需要相电流作为输入值。一种经济有效的方法只需要在直流链路中有一个分流器。两个相电流可以在一个PWM周期(Ts)内由直流电流(IDClink)重建。第三相电流可由IU + IV + IW = 0计算，但对于控制是冗余的。电流可以用ADC采样，如图13所示。

为了实现这种方法，必须根据PWM模式调整ADC触发点。在PWM时间T1和T2可以测量到两个不同的电流I1和I2。根据实际的SVM扇区，测量电流I1和I2会有不同的含义。下表2显示了这些组合以及相电流IA和IB的计算。

2.4.1相电流重构的局限性

当T1或T2等于0时，只能重构一个相电流。为了避免这种情况，必须将pwm乘以T1和T2限制在最小值。这会导致相电压和相电流的纹波。图15显示了T1-T2受限空间矢量调制的输出电压和相位电压。

虽然输出信号略有失真，但最经济有效的相电流测量方法是通过单个分流器从DClink电流重建。为了优化系统性能，需要一个非常快的ADC。从PWM单元到ADC的直接触发显著降低了CPU负载。

2.5 FOC计算

FOC是一种产生三相正弦调制的方法，可以很容易地控制频率和幅度，以最小化电流，从而最大化效率。其基本思想是将三相采样电流信号转换为两个转子固定信号，反之亦然。在转子固定参考系中，电流可视为稳定值，易于控制。利用逆矢量旋转，控制器产生的参考电压可以返回到定子参照系中的旋转矢量。

2.5.1静止参考系和旋转参考系

从三相系统到两相系统的转换称为Clarke变换，而从静止两相系统到旋转两相系统的转换称为Park变换。这些变换由以下方程表示:

采用Park变换消除三相系统的几余

Park变换提供了一个旋转的d-q坐标系

电流Id和Iq是静止的，易于控制

反Park变换使受控电压旋转

2.5.2无传感器

FOC无传感器操作为编码器或其他位置传感器节省成本提供了巨大的优势。为了实现这一点，利用电机的转子磁链来计算旋转角度，从而估计转子位置。在磁链估计器中计算转子磁链本身，该磁链估计器通过减去所有与反电动势无关的电压降，从施加的相电压中提取反电动势。然后通过对估计的反电动势积分求转子磁链。当施加的相电压或测量的电流不精确时，例如低速运行时，无传感器算法的可靠性较差。

显示了无传感器FOC算法的框图。在本例中，磁链估计器的输入信号取自指标为α和β的正交两相定子系统。输出信号表示转子角度。

两相定子系统(α-β-系统)中的电机信号等效于三相系统。因此，在α-β-体系中可以假设一个理想的两相电机。那么只需要计算两个方程。图20显示了α-β-体系中电机的电压方程。

定子(Ψsα和Ψsβ)的磁通包含互感L × is和永磁体产生的转子磁通Ψp。

定子电压方程(vsα和vsβ)包含线圈的电阻R × is和定子磁通的导数(法拉第定律)。

对电压方程进行积分，计算定子磁链如下:

3 用TLE9879嵌入式电源SoC实现无传感器FOC

本章描述了使用英飞凌TLE9879 SoC的无传感器场定向控制的实现。TLE9879集成了ARM Cortex M3 32位微控制器、数字外设、NVM内存和模拟电源外设，采用7x7mm 48引脚VQFN封装。与外部电源级(MOSFET B6桥)一起，可以在非常小的占地面积内实现完整的电机控制器ECU。

3个PWM单元，几个定时器和非常快速和强大的ADC使TLE9879非常适合各种成本优化的电机控制应用。

在TLE9879 SOC的典型应用中，bldc电机和控制ECU彼此靠近安装(图21)。控制ECU通常包含TLE9879，旁边是用于三相桥的六个MOSFET，一个用于反向电池保护的MOSFET，以及用于保护，诊断和滤波的几个无源元件。

ADC模块用于将DC-Link上的分流电阻测量的电流转换为可在软件中使用的数字值。在每个PWM周期中，根据软件对实现的相位调制模式的了解，在不同相位活跃的点上执行两次测量。这两个测量允许计算两个相，而第三个是由方程iU+iV+iW=0计算的。测量的一个关键方面是在PWM相位转移到下一个扇区之前完成测量。这是通过在分流电阻上最后一次PWM开关引起的电压环消退后立即启动ADC测量来实现的，并且在测量矢量时间结束之前有足够的时间完成测量。通常一个好的起点是在测量向量的中间。

CCU6定时器单元被设计为能够通过使用定时器T12和T13来产生PWM信号。

T12用于生成空间矢量调制(SVM)的信号，这就是为什么它在每个周期上设置了三个不同的比较值。定时器的周期是根据PWM频率设置的，而三个比较值定义了三个相位的导通时间。T13与T12时序结合使用，为ADC生成触发事件。T13在单镜头模式下运行，并在3个比较通道之一的一个定义的比较匹配上自动启动。生成的触发器启动ADC1通道的转换，在通道转换后产生中断。

另外，CCU6可以自动添加死时间。根据MOSFET半桥中使用的MOSFET类型，导通和关断时间将改变。在最坏的情况下，接通时间小于断开时间，可能导致逆变器腿短路。为了保证电机电桥的安全，捕获/比较单元包含一个可编程的死区时间生成块，它可以自动在一个MOSFET的关断和它的互补开关之间添加延迟。

请观察下面的图23。

MOSFET驱动器的目的是驱动外部正常电平MOSFET建立在桥的配置。在我们的例子中，驱动程序将传递CCU6信号的物理实现。

MOSFET驱动器设计用于驱动n -MOSFET，因为它们是行业标准。为此，MOSFET驱动器需要提供超过供电电压的电压，TLE9879的供电电压通常为12V。这是通过两级电荷泵实现的。电荷泵的使用使占空比范围从0 100%。

稳压输出电压通常为VS + 14V (VS通常为直流链路电压)，但如果需要，可以设置为VS + 9V。电荷泵输出VCP通过欠压比较器监测。如果检测到欠压，则停止泵送并关闭驱动器。

正如第2章所讨论的，无传感器FOC的关键测量变量是通过分流电阻的直流链路电流。TLE9879示例配置使用单个分流电阻，为汽车中大多数低至中功率负载提供了更具成本优化的解决方案，这些负载不需要高动态能力。

然后由ADC1通过内部电流检测放大器、外部抗混叠低通滤波器(AAF)和单个分流电阻测量所得电压，如图24所示

对于此测量，要考虑的关键因素如下:•在TLE987X SOC中，由于参考电压，ADC输入电压不应高于5V。即并联(VP - VN)之间的电压应小于5V /GTOTAL。否则，ADC输入级将饱和。

•并联电阻的最大允许功耗应高于(IMOT,max)2 * RSH，低通滤波电阻RLP的推荐值应根据具体应用而定。请参考我们在用户手册中的建议作为起点。滤波器应设计成只滤除高频噪声瞬态，并应尽可能少地影响被测电流。

4 软件框图

图25是英飞凌为TLE987X提供的无传感器FOC示例算法的示意图软件框图。它展示了主要的软件组件，并着重于它们的基本角色和联系。从右侧的电流测量开始，主要元件是基于单并联的相电流测量和重构，将三相转换为两相的Clark变换，将固定场转换为旋转磁场的Park变换，角度位置的笛卡尔变换，估计磁链和转子位置的磁通估计器，估计和平滑下一个PWM周期的角度位置的锁相环，三个PI控制器控制速度和两个固定电流，一个角度和幅度的极性变换输入到支持向量机中，SVM将复空间中的空间矢量调制成物理输出。

这个软件的一个关键特点，也可以从这个软件框图中看到，就是软件中存在两种不同的模式——开环模式和闭环模式。正如在理论部分所讨论的，无传感器软件方法的一个关键弱点是它们依赖于与速度成正比的BEMF。因此，英飞凌示例软件包括一个开关:它在开环中启动，使用一个斜坡角进行调制，在可配置的时间后，它切换到闭环，并使用来自锁相环的估计角度。

4.1相电流测量与重构

相电流检测基于单个分流，在一个PWM周期内获得两个采样的电流。相位的产生是基于Timer12的比较值，Timer12在中心对齐模式下工作。在此过程中，将进行两次分流电流测量，如图26所示。

如图26所示，在PWM周期的两个不同时间对这些电流进行采样，从而可以测量不同的电流。它们大约发生在两相调制的中间，以确保并联电流稳定。图27显示了通过利用Timer13实现此延迟的计时。

让我们更详细地分析图26。例如，扇区0中的第一次采样测量唯一U相电流的贡献，而第二次采样测量U和V相电流的贡献。因此，U相电流变为I1, V相电流变为I2−I1。根据IU + IV + IW = 0，用−I2计算W相电流。这种分析可以对每个单独的部门进行，结果可以在表3和表4中找到。

一旦理解了这种机制，重建过程就可以看作是在每个扇区中选择正确的变量。例如，为了重构U相电流，需要0扇区的正电流，1扇区的中性电流，2扇区和3扇区的负电流，4扇区的中性电流，5扇区的正电流。

4.2 Clarke变换

从理论中可以看出，Clarke Transform将相电流静止三相坐标系转换为两相静止坐标系(α， β)，简化了控制。它本质上是笛卡尔两轴参照系的投影。需要因子2/3(红色标记)来保持空间矢量在笛卡尔坐标下的振幅与原始相位值的振幅相同。

在软件中，这个职责是由Mat_Clarke函数处理的。图29直观地显示了模拟该函数的结果，它将三相坐标系转换为两相坐标系。

4.3 Park变换

如理论所述，Park变换将两个变量的固定坐标系转换为两个变量的旋转坐标系。这意味着它将时变(AC)转换为时不变(DC)变量，简化了控制。固定系统与旋转系统之间的夹角为转子夹角θ。

在软件中，这个职责是由Mat_Park函数处理的。图30直观地显示了模拟该函数的结果，该函数将固定坐标系转换为旋转坐标系。

4.4 极坐标到笛卡尔变换

英飞凌示例软件中的通量估计器需要笛卡尔坐标中的变量。这是一个标准的数学变换，其解释超出了本文的范围。

在软件中，这个职责是由Mat_PolarKartesisch函数处理的。图31直观地显示了模拟该函数的结果，它将极坐标转换为笛卡尔坐标。

4.5 通量估计器

如理论所述，为了估计转子的位置，通过磁链估计器计算电机的本电动势。磁链估计器基于如图29所示的RL电机电路方程。

在英飞凌示例软件中，电流值是定子坐标系(αβ)中的估计电流，电机参数由用户在编程时配置。

在软件中，这个职责是由emo_lEstFlux函数处理的。图32直观地显示了模拟该函数的结果，该函数估计角度。

4.6 角度锁相环观测器

锁相环的主要目的是在下一个PWM周期中根据测量的角度位置、最后已知的角度位置和估计的速度来稳定角度位置。如式30所示，锁相环是通过一个调节回路实现的，该调节回路对角度输出进行滤波。

锁相环的p -控制器的尺寸应如下:足够快，以遵循最大预期的系统动力学，但足够慢，以滤除由高频干扰引起的角度误差。获得这个问题的最佳解决方案通常需要对整个系统进行测试。

在软件中，这个职责是由Emo_FluxAnglePll函数处理的。图33直观地显示了模拟该函数的结果，它产生了更平滑的角度估计(绿色部分)。

4.7 PI控制器

英飞凌的示例软件包括两个PI控制器，用于调节电机驱动系统中的转矩和速度。PI控制器将比例控制器与积分控制器相结合，消除了比例控制器的稳态误差，同时获得了比例控制器的快速响应特性。

在软件中，此职责由Mat_ExePi函数处理。图34比较了PI控制器的控制输入和输出值。

4.8 笛卡尔到极变换

英飞凌示例软件中的SVM模块需要极坐标中的变量。这是一个标准的数学变换，其解释超出了本文的范围。

在软件中，这个职责由Mat_CalcAngleAmp函数处理。图35直观地显示了模拟该函数的结果，它将笛卡尔坐标转换为极坐标。

4.9 SVM(空间矢量调制)

空间矢量电压调制(Space Vector PWM)旨在表示具有一定幅度和角度特征的参考矢量Vref，作为空间矢量图中两个活动矢量的叠加和缩放(同步PWM调制)。

在软件中，此职责由Emo_lExeSvm函数处理。图36直观地显示了模拟该函数的结果，该函数将极坐标中的有效电压矢量转换为产生MOSFET输出的调制方案。

5示例软件

本节说明了使用英飞凌示例FOC软件的实际方面，例如哪些软件程序是必需的，以及作为文件集合的软件的总体布局。

英飞凌示例代码可以通过uVision5菜单免费下载，如图38所示。

请从uVision5构建工具栏打开包安装程序。在左侧菜单中，从Devices选项卡中选择“Infineon”，然后在“TLE987X Series”中选择您将使用的设备。在右侧菜单中，从“示例”选项卡中，您可以找到并复制“BLDC无传感器FOC”代码。

示例软件项目由三个主要层组成，分别是“app”、“emo”和“Devices”，如图39所示。

“app”层被有意地限制了功能，以便用户根据其应用程序的需求在该层实现进一步的功能。典型的例子包括通信和监控软件。

在“emo”层中发现的文件与电机控制有关。这些文件也可以由用户编辑，以便修改电机行为或监视软件的特定部分。

设备相关文件自动安装在FOC示例代码上，更一般地说，安装在为TLE987X生成并以KEIL uVision 5编码的所有软件项目上。这些文件包含初始化和控制功能，以便访问芯片中每个硬件模块的功能。如果用户希望更改或优化设备文件，强烈建议将设备文件从原始共享位置复制到项目文件夹中并更新文件。为了能够编辑设备文件，必须修改其属性并取消选中“只读”复选框。

示例软件需要最少量的FOC参数配置，以便运行大多数电机。

FOC参数配置可以通过Configwizard GUI在FOC Motor parameter选项卡中执行。

本节提供该选项卡中参数的简单解释。

分流抗拒。[欧姆]:5mΩ在评估套件如果其他板:RShunt≤120mV/INOM

额定电流[A]:最大。预期相电流峰值

PWM频率[Hz]: 10~25kHz PWM周期计算取决于频率

相电阻[欧姆]和相电感[H]:作为测量，从星型(/2)或delta(*1.5)

极点对和最大值。[rpm.mech速度。:由电机决定

电流控制器放大:缩放电流控制回路速度在0.01(慢)和1(快)之间。

通量估计器的定时器常数:通量估计器的KB

Kp:影响调节器速度

Ki:影响调节器误差

速度滤波时间[s]:低通滤波器速度，在0.01(慢)和1(快)之间

打开速度开关。:开始开环速度

启动速度[转/分，机台]]:开环结束时的速度

启动加速[转/秒，机械。:开环时的加速度

I/F初始启动电流[A]:开环时的电流限制-见图40

转子对中时间[s]:运行前将转子置于已知位置的时间，见图40

闭环设置:

方向依赖于许多应用

FOC电流较低的速度[A]

切换速度[rpm，机械。

更高速度的FOC电流[A]

在闭环运行过程中，低速和高速的电流限制，以及两者之间的限制-图51

如果客户想要调整FOC参数控制，以下算法已被英飞凌的经验证明是一个有用的算法:

1. 设置分流电阻，额定电流和PWM频率

2. 查找和设置电机参数从电机数据表

3. 在速度控制器中设置Kp, Ki和速度时间

4. 设置加速斜坡控制(根据电机和负载情况)

5. 设定转子对中时间(先设定长时间，然后逐步减少)

6. 设置最小/最大电流在闭环控制和切换速度

7. 重复步骤3)到步骤6)寻找最佳拟合参数。

6 结论

本应用说明展示了用户如何通过 TLE9879 以简单的硬件和软件实现方式开发面向现场的控制方案。由于集成的 ADC、桥式驱动器、CCU6 和电流检测放大器具有多功能性，可满足方案复杂性所需的定时和同步要求，因此这确实是可能的。这些模块构成了 FOC 反馈回路的骨架结构，由电机控制软件完成，最终可执行以下功能：

- 相电流测量

- 三角变换

- 流量和角度估计

- PI 控制器

- 空间矢量调制 (SVM)

TLE9879 的功能可通过 SDK 下载的 "BLDC 无传感器 FOC "示例代码进行演示，并通过配置向导及其 "FOC 电机参数 "扩展面板轻松实现。通过该示例，用户可以根据自己的使用情况对 FOC 方案进行设置、个性化和优化，从而使 "无传感器 BLDC FOC "示例代码成为开发典型应用的有用起点。