引言
在硬件系统的电源管理设计中，eFuse，即电子熔断器，已成为现代电子设备中不可或缺的电路保护核心器件。它远不止“通断”那么简单，而是集成了过流、过压、欠压、反向电流、热关断等多种保护功能于一体的智能电源开关。
认识eFuse
eFuse的核心定义
eFuse是一种基于半导体工艺的主动式电路保护器件，通常串联在电源路径中，通过内部控制电路监测电流、电压等参数，并在故障条件下迅速切断连接，以实现保护后端负载（以及自身）的目的。
- 可靠性要求：保护昂贵的核心芯片（如CPU, FPGA, ASIC）免受意外电源故障的损害。
- 热插拔需求：在板卡热插拔瞬间，抑制巨大的浪涌电流和总线电压跌落，确保系统稳定。
- 系统复杂化：多电源轨系统的上电/断电时序管理，以及各电源轨的独立故障隔离。
- 智能化维护：无需更换保险丝，可通过MCU监控状态并记录故障日志，便于诊断。
eFuse与传统保险丝
| 特性 | 传统保险丝（如玻璃管、PTC） | eFuse（电子熔断器） |
|---|---|---|
| 响应速度 | 慢（毫秒至秒级） | 极快（微秒至毫秒级） |
| 可恢复性 | 不可恢复（一次性）或自恢复但性能下降 | 可恢复（故障排除后自动/手动重启） |
| 保护功能 | 主要过流保护 | 过流、过压、欠压、反向电流、热关断等 |
| 精度 | 低，受环境温度影响大 | 高，受温度影响小 |
| 尺寸与成本 | 低 | 相对较高 |
| 额外功能 | 无 | 浪涌电流控制、电源状态指示、电平转换等 |
eFuse与Hotswap
| 特性 | eFuse | Hotswap |
|---|---|---|
| 核心功能 |
保护： 提供过流、过压、欠压、反向电流等保护，并在故障消除后能自动或手动恢复。 |
管理： 核心是“软启动”，通过控制外部MOSFET的栅极，使输出电压平缓上升，限制浪涌电流，实现安全的热插拔。 |
| 应用场景 |
系统内部固定的、不预期进行带电插拔的电源路径，例如： 主板输入口：如主板、OAM卡、网卡的DC输入口，防止电源适配器插拔时的抖动和火花； 板内电源分配：如12V转5V的转换器输出端，防止下游局部电路短路导致整个电源瘫痪； 外设接口供电：如为风扇、灯带、传感器等供电的接口，防止外设故障冲击主板。 |
系统设计中明确需要支持带电插拔的部件，例如： 硬盘背板：SATA/SAS/NVMe硬盘； 可插拔板卡：网络交换机中的线卡、服务器的OAM计算卡； 冗余电源模块：服务器电源的热插拔。 |
对于eFuse和Hotswap，不必纠结于绝对的概念划分，可以简单理解：现代Hotswap控制器芯片已经集成了eFuse功能，但并非所有eFuse都能完成完整的Hotswap任务，实际选型时重点关注是否需要热插拔场景。
关键器件选型
eFuse
1. 基本电气参数
- 工作电压：确保eFuse的最大工作电压覆盖输入电源范围，并留有余量。
- 连续电流：根据后端负载的最大持续电流选择，通常建议降额至80%使用。
- 导通电阻：决定eFuse自身功耗和效率的核心参数。功耗越小，压降和温升越小，但成本通常越高。
2. 保护功能参数
- 过流保护（OCP）
- 阈值：固定阈值或可调阈值。可调阈值通过外部电阻设置，更灵活。
- 响应方式：
- 恒流源（Constant Current）：当电流超过阈值，eFuse将输出电流钳位在一个固定值。
- 折返（Foldback）：过流时不仅限流，还会降低输出电压，极大降低了故障状态下的总功耗。
- 断路（Latch-off）：检测到过流后，完全关断并锁存，需要外部信号（如断电或复位）来恢复。
- 自动重试（Auto-retry）：关断一段时间后，尝试自动重启。如果故障依然存在，则循环此过程。适用于瞬间故障场景。
- 浪涌电流控制（Inrush Current Control）
- 软启动时间：通过内部或外部的电容控制内部MOSFET的开启斜率，使输出电压平稳上升，避免对输入电源造成冲击。
- 过压保护（OVP）与欠压保护（UVP）：
- 阈值：通常有固定和可调两种。确保OVP阈值低于后端所有器件的最大耐受电压。
- 响应速度：OVP的响应速度必须极快（通常100ns以内），以防电压尖峰损坏负载。
- 反向电流保护（Reverse Current Blocking）：
- 机理：防止当输出端电压高于输入端时，电流倒灌。对于由多个电源供电的系统（如主电源和电池）至关重要。
- 实现方式：通常通过背对背的MOSFET或特殊的控制电路实现。
3. 其他重要参数
- 使能方式：高/低电平有效，逻辑电压阈值是否与主电源兼容。
- 状态指示：开漏输出，用于向CLPD报告故障或电源正常状态。
- 热关断（TSD）：当芯片结温超过安全值（通常150°C）时关断输出，温度恢复后自动重启。
4. 选型参考
- 5V/12V工作电压
| 规格 | TI | MPS | IPG | 圣邦微 | 3peak | 长工微 |
|---|---|---|---|---|---|---|
| 5V/5A |
TPS259250 | / | RS31210AR |
SGM2533A | TPS05P50 | / |
| 12V/5A |
TPS259260 | / | RS31310AR |
SGM2534B | TPS14P50 | / |
| 12V/15A | / | MP5022C | RS31312R | / | / | IS6102A |
|
12V/50A （无PMBus，支持并联） | / | MP5991 | RS31386R | / | / | IS6108A |
|
12V/50A （PMBus，不支持并联） | / | MP5023 | RS31315R | / | / | / |
- 12V工作电压，外部MOS
| 厂家 | 型号 | 输入电压 | 输出电流 |
|---|---|---|---|
| ADI |
ADM1281 | 4.5~20V | 可调 |
| TI |
TPS24711 | 2.5~18V | 50A以下 |
| 杰华特 | JW7222 | 2.5~18V | 可调 |
- 54V工作电压
| 厂家 | 型号 | 输入电压 | 输出电流 | MOSFET | 分组 |
|---|---|---|---|---|---|
| ADI |
ADM1272 | 16~80V | 可调 | 外部 | 1 |
| TI |
TPS16890 | 9~80V | 20A | 集成 | 2 |
| TPS16851 | 9~80V | 20A | 集成 | 3 | |
| LM5066 | 10~80V | 可调 | 外部 | 4 | |
| LM5069 | 9~80V | 可调 | 外部 | 5 | |
| MPS | MP593D0 | 12~60V | 20A | 集成 | 2 |
| MP593D1 | 12~60V | 20A | 集成 | 3 |
TVS
TVS用于钳制输入端的瞬时高压尖峰（如浪涌、EFT、ESD），这些瞬态事件的能量和速度可能超出eFuse自身OVP的响应能力。
1. 关键选型参数：
- 反向关断电压（V_RWM）：需大于系统的最大正常工作电压。以确保在正常工作时，TVS处于高阻态，不影响电路。
- 击穿电压（V_BR）：在指定电流下（通常是1mA）发生击穿的电压，V_BR ＞ V_RWM。
- 钳位电压（V_CLAMP）：TVS被瞬态电压击穿后所能钳位住的最大电压。TVS的钳位电压必须低于eFuse的最大允许输入电压和eFuse内部OVP的触发阈值。以确保在遭受浪涌时，TVS能将电压钳制在安全范围内，保护eFuse及其后端电路。
- 峰值脉冲电流（I_PP）：瞬态电压被钳位至V_CLAMP时，TVS能承受的最大浪涌电流。
- 峰值脉冲功率（P_PP）：根据需要防护的浪涌等级来计算所需功率。
- 对于单向浪涌，选用单向TVS；对于交流电路或正负浪涌，选用双向TVS。
肖特基二极管
在某些严苛的应用中，尤其是存在热插拔、长电缆或大感性负载的场景，eFuse的输出端可能会产生意外的负向电压尖峰。这种负压尖峰可能来自：
- 感性反冲：断开连接的瞬间，线路上的寄生电感（PCB走线、电缆电感）会产生反向电动势。
- 电流快速中断：eFuse在关断或发生快速过流保护时，流经寄生电感的电流发生突变。
输出负压钳位肖特基二极管反向并联在eFuse的输出端和地之间，将输出端可能出现的任何负电压尖峰钳位到一个安全的、可接受的二极管正向压降水平，从而保护后端负载免受负压应力的损害。
1. 关键选型参数
- 最大反向电压（V_RRM）：V_RRM需大于系统的最大正常工作输出电压。以确保在正常工作时，二极管能承受正常的正向输出电压而不被击穿。
- 正向电压（V_F）：在预期的峰值负向电流下，V_F必须尽可能低，因为V_F直接决定了钳位后的负电压水平。以确保V_F高于负载芯片电源引脚所允许的最大负压（例如 -0.3V）。
- 正向电流（I_F）：能够承受短暂的峰值负向浪涌电流。尤其是确保其非重复峰值正向浪涌电流（I_FSM）大于预估的最大负向尖峰电流。
- 反向恢复时间（t_rr）：肖特基二极管是多数载流子器件，本质上没有少子存储效应，因此其反向恢复时间非常短（通常在纳秒级别）。以确保能响应ns级的快速负压尖峰。
- 结电容（C_J）：尽可能小。
MOSFET
有些eFuse需要外置功率MOSFET，该MOSFET直接决定了整个电路的效率、温升和可靠性。
1. 关键选型参数
- 漏源极电压（V_DS）：必须为输入电压的波动、特别是开关过程中等任何可能出现的电压尖峰留出充足的余量，通常可选择 2 * V_IN(Max)。
- 连续漏极电流（I_D）：必须高于最大负载电流。同时，需查阅数据手册中在壳温（Tc）而非环境温度（Ta）下的 I_D，因为MOSFET的电流能力完全受限于其最大结温（通常为150°C或175°C）。另外，漏极峰值电流需高于负载短路电流。
- 导通电阻（R_DS(ON)）：在满足栅极驱动电压和最高结温前提下，尽可能低。R_DS(ON) 具有正温度系数，需参考125°C下的值进行热计算，可能比25°C时高出1.3~1.8倍。另外，R_DS(ON)与栅极电压V_GS强相关，需确保eFuse提供的栅极驱动电压（如5V或12V）能够使MOSFET完全饱和导通。
- 栅极阈值电压（V_GS(th)）：eFuse的栅极驱动电压 V_Drive 建议需大于 2.5 * V_GS(th)(Typ)。以确保在最低驱动电压和整个温度范围内，MOSFET都能被可靠地开启到饱和区。
- 总栅极电荷（Q_g）：过大的 Q_g 会导致开关速度慢、增加开关损耗，可能影响软启动效果，或对eFuse造成过载，导致其过热或损坏。通常，eFuse的数据手册会给出其能驱动的最大 Q_g 推荐值。
- 安全工作区（Safe Operating Area-SOA）：规定了MOSFET安全工作的 最大漏源极电压 和 不同漏源极电压下漏极电流的最大值（受限于MOSFET瞬态热阻和最大结温）。SOA应能承受启动、启动后短路和短路再启动时的冲击。
2. R_DS(ON)计算举例
假设 I_MAX=100A，4个MOSFET并联，Tj(Max)=150℃，Ta(Max)=35℃，Rθja=50℃/W
- 计算MOSFET的温升（MOSFET温升降额80%）
- T_rise = 80% * Tj(Max) - Ta(Max) = 80% * 150℃ - 35℃ = 85℃
- 计算MOSFET 的热损耗
- P = T_rise / Rθja = 85℃ / 50℃/W = 1.7W
- 因MOSFET热量主要通过散热器或散热焊盘及其铺铜散发，实际热阻比规格书低一些，按规格书计算的裕量会比较充足
- 计算单个MOSFET 120℃下的R_DS(ON)
- R_DS(ON) = P / (I_MAX * I_MAX / N / N）= 1.7 /（100*100/4/4）Ω = 0.00272 Ω
- 实际MOSFET R_DS(ON)选型考虑
- 在120℃结温时，R_DS(ON) 增加到25℃典型值的约1.6倍，因此单个MOSFET的25℃时的R_DS(ON)最大值为 2.72/1.6 mΩ = 1.7mΩ
3. SOA测试注意事项
- SOA测试工况：启动(Start-up)、负载先短路再上电(Hot-short)、负载先上电后短路(Start-upinto short)。
- 测试时必须只保留一个MOSFET，其他MOSFET拆掉（极端情况，MOSFET开启速度有快慢，最先开启的承担了所有电流）。
- 测试时需考虑 是否需要在输出端并联电容。例如，eFuse设计给板卡供电，而在板卡输入端有比较大的电容。
- 如需外接供电线和负载线，为避免导线上寄生电感而引入的测试问题（如输入过压、输出负压、MOSFET二次开启等问题），应尽可能使用短粗线，线路阻抗也应尽可能小。
- MOSFET的 I_D 电流应监控输入端电流，非输出端电流，否则会引入负载电容的短路电流。
硬件设计参考原理图
如下为 12V/50A 内置MOSFET的硬件原理图设计，供参考。
当单颗eFuse或MOSFET无法满足电流需求时，可以考虑并联，具体可参考规格书。
Layout要点
1. 功率路径最短最宽
- 将eFuse靠近板卡的输入连接器放置，以最小化输入路径的寄生电感。
- VIN → eFuse → VOUT是承载大电流的路径。必须使用足够宽的铜皮，避免使用细长的走线，以减少寄生电阻和电感带来的压降和噪声。
- 从板卡输入到负载的 大电流路径 及其 回流路径 应尽可能靠近并平行走线，以最小化环路电感。
2. 去耦电容紧靠引脚
3. 小信号地单点连接。
- 在eFuse下方区域，布置一个本地的模拟信号地平面，并将其在单点连接到PCB的功率地平面。
- 如果eFuse与热插拔控制器配合使用，应将 所有信号引脚（如使能、状态指示等）的参考地 与控制器的参考地连接在一起。
4. 充分利用热焊盘和过孔
- 在eFuse底部的VIN 焊盘上放置9个或更多过孔。
- 在eFuse边缘靠近VIN管脚的位置放置12个或更多过孔。
- 在eFuse边缘靠近VOUT管脚的位置放置9个或更多过孔。
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