正激变换器变压器设计详解：磁复位与第三绕组复位

关注

原创 2026-10-31 12:11:55 286 阅读 AI 写同款· GEO 优化 ›

电源硬件设计实战----正激变换器(Forward Converter)的磁复位与效率优化本文深入探讨了正激变换器(Forward Converter)在电源硬件设计中的磁复位问题与效率优化策略。详细分析了第三绕组复位、RCD复位和有源钳位三种磁复位技术的优缺点及适用场景，并提供了变压器设计、PWM控制芯片配置及散热设计等实战技巧。通过200W工业电源设计案例，展示了如何在成本与性能间取得平衡，实现高效率的电源解决方案。阅读详情

1. 正激拓扑为什么值得反复琢磨

做了几年电源设计，我越来越觉得正激变换器是个"越做越有味道"的拓扑。它不像反激那样靠变压器储存能量、电路结构简单直接，也不像LLC那样有漂亮的软开关波形和极高的效率，但正激在中等功率、对可靠性要求高的场景里，地位一直很稳。工业控制、通信电源、车载DC-DC、充电桩辅助电源，到处都能看到它的身影。

正激拓扑的本质，说穿了就是 带变压器隔离的Buck变换器 。变压器在这里不存能量，只负责传递能量、实现电压变换和隔离。这个"不存能量"四个字，是所有正激设计的起点。它决定了变压器必须有磁复位环节、必须有输出电感、必须工作在单向励磁状态。很多人第一次画正激变压器的时候，直接照搬反激变压器"开气隙、存能量"的思维，结果匝数怎么算都不对，磁芯热得没法摸，就是没转过这个弯。

这篇内容想结合我自己的实际设计经历，把正激拓扑的原理思考、变压器设计的完整推导过程、磁复位绕组的工程落地细节一次性讲透。适合正在做正激电源但卡在变压器设计上的工程师，也适合想从反激转向正激、想搞明白"为什么正激要复位"的初学者。我会尽量把每一步的"为什么"说清楚，而不是丢一堆公式就完事。

我先说一个总体的感受：正激变压器的设计难点，不在"算得出来"而在"想得明白"。伏秒平衡、磁复位、绕组布局、漏感控制，每一件事背后都牵着一个物理机制。把这些机制串起来，公式只是水到渠成的事。

2. 正激拓扑的核心矛盾：单向励磁与磁复位

2.1 变压器在正激里到底扮演什么角色

很多入门资料把正激变压器画成一个简单的理想变压器模型，原边接输入、副边接整流二极管、续流二极管和输出电感。这个图没有画错，但容易让人忽略一个关键事实： 理想变压器模型默认了磁芯磁通在每个开关周期结束时会回到起点，可正激电路里没有任何机制保证这一点 。

实际的正激变压器是带有磁芯的耦合电感绕组结构，原边绕组在功率管导通期间被施加正向电压，磁通从剩磁点开始线性上升到峰值。这个"磁通上升"就是我们常说的"励磁"，励磁电流从零开始线性爬升，爬升速度等于 (V_{in}/L_m)。问题在于，功率管关断之后，如果不做任何处理，原边绕组的电流无处可去，会在开关管两端感应出极高的电压尖峰，同时磁芯里的磁通没法回到起点，下一个周期又会从更高的磁通起点继续爬升。

用直白的话说： 正激变压器的磁芯只工作在磁化曲线的一侧象限 ，每个周期都在"单向朝一个方向跑"，如果没有复位措施，相当于把磁芯当成单向马路一直踩油门，迟早要撞墙。这个"墙"就是磁芯饱和。磁芯一旦饱和，原边电感量急剧下降，电流瞬间失控，MOSFET的关断电流和应力都会爆炸。

所以，正激电路里变压器的设计，实际上有两个并行任务：一是按电压变比绕好传递能量的绕组，二是设计好一条"让磁通回零"的泄放通路。后者就是磁复位。

2.2 磁复位的三种主流方案对比

磁复位方案的选择，直接决定了变压器的绕组结构、开关管的电压应力、占空比上限。我在不同项目里依次用过三种方案：第三绕组复位、有源钳位复位、RCD钳位复位。

第三绕组复位，也就是标题里说的"正激变拓扑"最经典的形态。变压器的原边额外增加一个复位绕组 (N_r)，在功率管关断期间，励磁电流通过复位绕组和续流二极管把磁能回馈到输入源。这是最朴素也最可靠的复位方式，复位绕组的匝数通常与原边匝数相等，此时开关管的漏源电压应力约为 (2V_{in})。

有源钳位是更高阶的方案——用一个钳位电容和辅助开关管，在关断期间把磁能储存在电容里，能量参与谐振转移，实现变压器双向励磁。代价是多了钳位电容、驱动电路和时序控制，占空比可以突破0.5，但电路复杂度明显上升。

RCD钳位则是简单粗暴的办法——用电阻把励磁能量消耗掉。设计容易，但损耗大、效率低，只适合小功率或成本敏感的场景。

三种方案的关键参数对比，我给你整理成一张表：

方案	变压器绕组复杂度	开关管电压应力	最大占空比	磁芯利用率	效率	设计难度
第三绕组复位	高（多一个绕组）	约2倍Vin	可大于0.5	低（单象限）	中高	中
有源钳位复位	中（无需复位绕组）	略高于Vin	接近0.7	高（双象限）	高	高
RCD钳位复位	低	由钳位电压决定	受钳位损耗限制	低	低	低

我做项目的倾向是：功率在几十瓦到一两百瓦、对效率没有那么苛刻且希望电路皮实耐操的场景，用第三绕组复位；对体积和效率要求高的车载、通信类产品，优先考虑有源钳位。第三绕组方案虽然占空比上限受复位电压和磁芯饱和约束，但它不依赖任何闭环控制，天然扛得住极端负载和启动冲击。这个可靠性优势在工业现场特别值钱。

2.3 伏秒平衡是正激变压器的第一性原理

磁复位的本质，就是满足变压器的伏秒平衡。功率管导通期间，原边绕组承受的正向伏秒积是 (V_{in} \times D \times T_s)；关断期间，复位绕组上呈现的电压折算到原边，承受的反向伏秒积是 (V_r \times (1-D) \times T_s)。稳态情况下这两个伏秒积必须相等，否则磁芯磁通会在每个周期净增或净减，最终走到饱和。

这个式子一摆出来，很多设计问题就豁然开朗了。第三绕组复位时，复位绕组电压折算到原边近似等于输入电压（复位绕组与原边匝数相等时，因为复位二极管导通后复位绕组的电压被钳位到输入电压），所以复位的反向伏秒积上限就是 (V_{in} \times (1-D_{max}) \times T_s)。要让磁通完整回零，必须满足：

[

V_{in} \times D_{max} \leq V_{in} \times (1 - D_{max})

]

也就是 (D_{max} \leq 0.5)。这就是教材里说的"正激变换器占空比不能超过0.5"的由来——它不是一个凭空约定，而是由磁复位物理约束直接推出来的结论。

不过实际工程里，占空比上限还要再留一点余量。一方面，功率管关断后的振铃、二极管反向恢复、漏感尖峰都会占用一部分复位时间，设计时通常把最大占空比压在0.45左右。我曾经为了追求低压输入下的电压增益，把占空比顶到0.49去试，结果复位绕组二极管整周期都在导通，磁通勉强能回零，但二极管的损耗和温升明显异常，占空比余量不是小事。

3. 正激变压器设计的完整推导过程

3.1 从规格书到匝比：先确定电压变比

变压器设计的起点永远是规格参数。假设一个典型的工业辅助电源需求：输入电压 (V_{in}) 为36V到72V（标称48V），输出12V/8A，开关频率100kHz。

副边匝数的方向先不急着定，首先确定的是占空比范围和变比的约束。输出回路稳态时，输出电感两端电压平均值为零（伏秒平衡原理和变压器一样），所以副边电压在续流二极管导通期间必须满足：

[

D \times (V_{sec} - V_o) = (1-D) \times V_o

]

这里的 (V_{sec}) 是副边绕组的输出电压，也就是原边电压按匝比折算后的值。整理一下：

[

V_{sec} = \frac{V_o}{D}

]

如果想在最低输入电压36V时仍能维持输出，占空比取0.45，则副边绕组电压需要 (12/0.45 \approx 26.7V)。考虑副边整流二极管压降约0.5V（或者同步整流管压降更低，但也得有裕量），副边折算电压取27.5V比较稳。变压器变比就是：

[

n = \frac{N_p}{N_s} = \frac{V_{in_min}}{V_{sec}} = \frac{36}{27.5} \approx 1.31

]

取整为 (N_p:N_s = 13:10)，或者12:9，要结合后续匝数计算再确定。这里有个经验： 变比不要取太精确的整数比 ，留一点点匝数余量，实际调试时靠占空比去微调输出，比焊完板子发现匝数差半匝再拆变压器要好得多。

3.2 磁芯选型：面积乘积法还是经验法

磁芯选型，新手喜欢套AP法（面积乘积法），公式算得头头是道，最后发现选出来的磁芯大得离谱或者小得离谱。我的习惯是先用功率量级粗定磁性，再用温升算细账。

正激变压器的一个特点是不存能量，所以它的磁芯体积需求比同功率反激小不少。反激变压器要储存 (0.5 \times L_m \times I_p^2) 的能量，磁芯必须能"装"下这个能量，气隙是必要的。正激变压器只要满足磁通摆幅限制，不需要气隙（或者只开很小的气隙用来降低剩磁）。100W级别、100kHz的正激电源，EE28到EE35、PQ2620到PQ3220这个量级基本够用。

磁芯选型的核心验证是磁通密度摆幅。我们用的公式是法拉第定律的工程形式：

[

N_p = \frac{V_{in_min} \times D_{max}}{2 \times f_{sw} \times B_{pk} \times A_e}

]

(V_{in_min}=36V)，(D_{max}=0.45)，(f_{sw}=100kHz)，(B_{pk}) 取0.25T（一般功率铁氧体PC40/PC47的饱和点在0.4T左右，正激工作在单象限，最大磁通留到0.3T以下，综合损耗和噪声取0.25T比较合适），(A_e) 以EE28为例大约是0.8平方厘米，代入：

[

N_p = \frac{36 \times 0.45}{2 \times 100000 \times 0.25 \times 0.8\times 10^{-4}} \approx 40.5

]

原边匝数取41匝。副边10匝，复位绕组与原边匝数相同取41匝。

注意这个公式里的"2"是哪里来的：因为磁通是从剩磁点 (B_r) 上升到 (B_{pk})，摆幅大约是峰值的一半左右，工程上近似用 (2 \times B_{pk}) 来估算摆幅范围。这里其实隐含了一个假设：剩磁点接近零。正激磁芯不开气隙时，PC40铁氧体的剩磁大概在0.1T左右，实际磁通是从0.1T起跳的，所以我把第二版里的 (B_{pk}) 又往低调了一点，确保最大摆幅不超0.2T，变压器才不容易在满载热机时饱和。这个细节，很多设计文档里不会写。

3.3 漆包线径与绕组结构：趋肤效应说了算

100kHz频率下，铜的趋肤深度大约是0.21mm，也就是说直径超过0.4mm的单股漆包线，中心区域的电流密度会明显降低，等效交流电阻变大。设计绕组时，需要根据电流有效值选择多股并绕或者利兹线。

原边电流有效值按输出功率和效率估算：输出96W，效率按0.9算，输入功率约107W；最低输入36V时输入平均电流约3A，考虑脉动波形和占空比，原边电流有效值大约在4.5A到5A。用0.2mm直径的漆包线12股并绕，总铜截面积约0.377平方毫米，电流密度约13A每平方毫米，稍高但还能接受。如果发热明显，就加到14股或者换用0.25mm的线12股（截面积0.59平方毫米），电流密度降到8.5A每平方毫米，基本就是奔着90度温升以内去的。

副边10匝，电流8A（加上电感纹波约10A峰值），同样用三明治绕法配合原边控制漏感。副边铜截面积至少要0.6到0.8平方毫米，用0.2mm线多股并绕大概24股，或者直接用0.4mm乘以两股再加0.2mm若干股拼够截面。这里有个实操细节： 副边绕组尽量靠近原边绕组的"热端" ，也就是靠近开关管漏极的那一侧，可以显著降低开关节点的高频振荡对输出的耦合噪声，这个是电路调试后得来的经验，不是仿真软件能直接告诉你的。

3.4 气隙到底要不要开

前面提到正激变压器原则上不需要气隙，但实际产品里往往还是开一个很小的气隙，大约0.05mm到0.1mm。这个气隙不是为了储能量，而是为了降低磁芯的有效剩磁。

铁氧体磁芯在开气隙之后，磁滞回线会变"平"，剩磁点明显下降。正激变压器磁通从较低的剩磁点开始上升，能让可用的磁通摆幅更大一点，同时变压器对直流偏置的容忍度也会稍微提高。当然，气隙开大了会牺牲电感量，励磁电流变大，所以工程上都是"意思一下"的量。我一般先在磁芯中柱垫一层0.05mm的聚酯薄膜或者薄纸，测试波形没问题就不再调。

4. 第三绕组复位：最容易被低估的工程细节

4.1 复位绕组的匝数究竟该取多少

教科书最爱说"复位绕组匝数与原边相等"，这句话在理想画图时成立，但实际设计里需要分清情况。

复位绕组的电压在复位期间被二极管钳位到输入电压 (V_{in})（更准确地说，是输入电压加上二极管压降），折算到原边侧的复位电压就是 (V_{r} = N_p/N_r \times V_{in})。如果 (N_r = N_p)，原边承受的反向电压就是 (V_{in})，功率管关断时漏源总电压是 (V_{in} + V_{in} = 2V_{in})，这就是"两倍输入电压应力"的由来。

如果复位绕组匝数比原边少（比如 (N_r = 0.8N_p)），折算的复位电压会变高（因为变比 (N_p/N_r = 1.25)，折算复位电压为 (1.25V_{in})），磁通复位速度更快、占空比上限更高，但开关管电压应力变成 (V_{in} + 1.25V_{in} = 2.25V_{in})。反过来，如果复位绕组匝数比原边多，开关管应力下降，但需要更长的复位时间，最大占空比被迫降低。

实际设计里，我遇到过两种极端情况：一是为了迁就复位绕组的窗口空间，匝数取得比原边少一匝，结果满占空比工作时磁通勉强复不到零，轻载看不出问题，满载几十秒后变压器开始啸叫；二是复位绕组匝数与原边完全相等，但复位二极管用的是慢恢复管，反向恢复电荷在复位结束时形成明显的高频振荡，尖峰直接打到功率管的体二极管上。这些都不是公式能算出来的，是调试时才浮出水面的细节。

4.2 复位二极管的电流等级和恢复特性

复位二极管承担的是励磁电流，不是负载电流，所以很多人容易低估它。励磁电流峰值等于 (V_{in} \times D \times T_s / L_m)。以刚才的变压器为例，原边电感量如果设计在2mH量级，占空比0.45、周期10微秒、输入电压36V，励磁电流峰值就是：

[

I_{mag_pk} = \frac{36 \times 0.45 \times 10 \times 10^{-6}}{2 \times 10^{-3}} = 0.081A

]

只有81毫安，看起来很小对吧。但复位二极管导通期间流过的是这个电流，而它承受的反向电压却是将近 (2V_{in})（约72V以上，考虑尖峰可能到100V）。所以选型的关键不是电流，而是恢复时间和反向耐压。选个1A、600V的超快恢复二极管（反向恢复时间35纳秒以内）绰绰有余。

这里还有个容易踩的坑：复位绕组的同名端如果接反了，磁复位就变成磁"加倍"——导通期间复位绕组也会被励磁，关断时励磁电流没有去处，功率管电压尖峰会直接超过MOSFET的雪崩耐量。新板子第一次上电调试，示波器要一直盯着漏源电压波形，看到异常的 (V_{ds}) 尖峰首先检查复位绕组的同名端和二极管方向。这个话题我后面细讲。

4.3 绕组的物理布局：漏感是隐形敌人

第三绕组复位还有一个隐藏的痛：复位绕组和原边绕组之间的漏感。

复位瞬间，原边电流必须先给"原边到复位绕组之间的漏感"充电，漏感储存的能量不能直接回馈到输入源，只好和复位二极管的结电容、功率管的输出电容发生LC振荡。振荡频率一般是几百千赫到数兆赫，幅度可能达到几十伏，叠加在复位电压上，让功率管的实际电压尖峰比理论的 (2V_{in}) 高不少。

控制这个漏感最有效的方法是 三明治绕法 ：把复位绕组夹在原边绕组的中间。举个例子，原边41匝分成两层，先绕20匝，再绕复位绕组41匝，最后把剩下的21匝原边绕在外面。这样原边和复位绕组交错耦合，漏感能做到原边电感量的1%以下。如果磁芯窗口宽度允许，副边绕组也可以参与交错，效果更好。

三明治绕法的代价是绕组间电容会变大，EMI高频分量可能增加一点，但和漏感尖峰带来的功率管压力相比，这点代价完全值得。我早期做第一版正激电源时用的是"原边一层、复位一层"的简单叠绕，漏感做到了3.6%，结果功率管上的振荡尖峰比理论值高出近40伏，最后换了三明治绕法，尖峰立刻降下来20多伏，EMI滤波器的调试工作量也小了不少。

5. 输出电感：正激稳定性的第二个"变压器"

5.1 输出电感和变压器的伏秒平衡方程

很多人以为正激设计只要变压器算对了就完事，实际上输出电感的设计失当，会让整个电源在负载跳变时输出纹波大得离谱，甚至在轻载时进入间歇振荡。

输出电感本质上就是一只Buck电感，只是它的输入侧接的是变压器副边整流后的方波电压。它的伏秒平衡决定了输出电压和副边电压的关系。稳态时：

[

V_o = D \times V_{sec_average}

]

这里的 (V_{sec_average}) 是整流后电压的平均值，与变压器副边绕组电压的占空比积分有关。如果电感量设计得过小，纹波电流太大，输出电容的纹波电流压力增大；如果电感量设计得过大，动态响应变差，负载突变时输出跌落明显。

电感量的计算公式沿用Buck电感的经典公式：

[

L_{out} = \frac{(V_{sec} - V_o) \times D}{\Delta I_L \times f_{sw}}

]

副边电压27.5V、输出电压12V、占空比0.45、频率100kHz、纹波电流取输出电流的30%（约2.4A峰峰值），代入：

[

L_{out} = \frac{(27.5 - 12) \times 0.45}{2.4 \times 100000} \approx 29\mu H

]

实际取33微亨比较常见，损耗和动态折中。需要注意的是， 输出电感的电流必须能工作在断续和连续两种模式 。负载很轻（比如10%负载）时，如果电感电流在续流阶段就降到了零，电路进入DCM，输出电压会略微升高。正激电路从CCM切换到DCM的过渡是平滑的，不像反激那么剧烈，但电源系统的环路补偿是按CCM特性设计的，DCM下开环增益变化，可能引起环路相位裕量下降。所以做设计时至少要明确：你的最低负载对应的工作模式是什么，环路补偿带宽留多少余量。

5.2 副边整流：肖特基还是同步整流

输出12V/8A这个量级，用肖特基二极管做副边整流是常规选择。肖特基压降大概0.4V到0.5V，导通损耗约4W，效率会被拖低3到4个百分点。如果做高效率版本，可以换同步整流，用两只低导通电阻的MOSFET替代整流管和续流管。

同步整流在正激里的麻烦，是 驱动时序必须精确匹配副边电压的相位 。整流管（高侧）在原边功率管导通时导通、关断时关断；续流管（低侧）则是原边功率管关断时导通。两个管子之间要留有死区，避免共通。同时，原边功率管关断瞬间，副边绕组电压会因漏感尖峰出现反向振铃，如果续流管驱动太激进，可能把振铃误当成导通信号，造成短暂的直通短路。解决这个问题需要在驱动电路上加RC延时和逻辑锁存，或者在控制芯片里用副边同步整流专用的驱动引脚。

从实用角度说，8A输出用同步整流能省2到3W损耗，如果产品对效率没硬指标，用肖特基更省心，也少一层调试风险。我一般是在输出超过15A或者客户明确要求效率的时候才上同步整流。

5.3 三绕组结构中的剩磁控制和抗偏磁能力

正激变压器的原边绕组只有单向电流，副边绕组的电流也是单向脉动。这种单向导通特性会让磁芯产生直流偏磁吗？答案是不会，因为变压器传递的是"方波电压"，它两侧的安匝必须在每个周期平衡——但前提是磁复位完全充分。

如果复位不均或者占空比抖动，变压器中会出现微小的直流偏磁。这种偏磁不像是反激那样由恒定电流直接产生，而是由伏秒不平衡积累形成的，表现就是励磁电流的直流分量缓慢朝一个方向偏移。LCC（电感电容电容）型负载变化、输入电压阶跃、软启动阶段等瞬态工况下，这种偏磁容易冒头。设计谨慎的做法是给变压器磁芯留足磁通余量——也就是前面说的 (B_{pk}) 不要在极限0.4T附近工作，0.25T左右最安心。如果实在不放心，也可以在磁芯中加入0.1mm的气隙，有效剩磁降低之后，抗偏磁能力更强，代价是励磁电流变大一点点、空载损耗上升。这个取舍在正激设计中属于"经验成分最高"的部分，没有绝对正确，只有符合你的工况。

6. 实测调试中的关键波形与问题排查

6.1 上电前的检查清单：同名端、绝缘和载流能力

新板子调正激，我有一套固定的检查流程，每次做都不会省：

核对同名端 ：原边绕组、复位绕组、副边绕组的同名端关系，直接用万用表二极管档配合直流脉冲测试。给原边加一个很小的直流电压脉冲，看副边和复位绕组感应出的电压极性，和图纸标注对比，有差异先停下来改。
变压器绝缘 ：确认原边到副边的绝缘耐压能达到你产品的安规要求，特别是多股并绕线之间有没有裸铜裸露的地方。
复位二极管极性 ：确认复位二极管的方向能承受关断时复位绕组的正向电流，反了必炸管。
输出电感方向 ：确认输出电感的续流二极管正向偏置能通过续流电流，如果输出电感绕组的同名端接反，续流二极管会反偏，输出起不来。

4条检查做完至少能排除八成"新板子一通电就冒烟"的问题。

6.2 用示波器看磁复位波形：逐渐饱和和瞬间饱和一眼分清

正常工作的正激变压器，复位绕组二极管在每个周期关断末期会自然关断，这是磁通回零的标志。示波器探头夹在复位二极管的阳极，能看到一个完整的复位脉冲，然后波形回到输入电压电平。如果复位绕组二极管在整个周期都不关断、或者在关断瞬间出现第二段导通，就说明复位不充分。

严重的磁芯饱和有两种表现。一种是 逐渐饱和 ：满载运行一段时间后，磁芯温度升高，饱和磁通密度下降，励磁电流逐步增大，功率管电流波形每个周期都在变宽，最后触发过流保护。这种问题在示波器上不容易复现，因为冷态测试时一切正常，需要让电源先跑半小时，再抓电流波形对比冷态情况。判断的经验是：冷态满载励磁电流峰值如果是100毫安，热机后超过150毫安，就要考虑磁芯温度过高或磁通余量不足。

另一种是 瞬间饱和 ：占空比控制异常（比如控制芯片死机导致占空比跑到0.7以上）或者输入电压突升（比如48V电网被雷击感应），磁芯瞬间进入饱和，原边电流在几微秒内飙升到几十安培。这种工况下功率管的电流保护响应时间和变压器预充磁状态都会影响是否炸管。对抗瞬间饱和没有绝对办法，只能在设计上留足余量，并且让控制芯片的软启动、过流保护参数足够快。

6.3 电压尖峰的处理顺序：先复位后吸收

功率管的漏源电压尖峰超标是正激调试最常见的问题。要先判断尖峰来自哪里，再决定加什么吸收电路。

如果尖峰频率低（几百千赫兹）、幅度稳定、出现在复位绕组的复位电压上沿，那是复位绕组漏感和输出电容振荡造成的，优先改善绕组的耦合结构（换三明治绕法），或者给复位二极管并联一个RC吸收。如果尖峰频率高（几兆赫兹）、在开关瞬态叠加，那是原边漏感和PCB走线寄生电感造成的，可以加RCD钳位电路，或者在功率管的漏极和源极之间加一个RC吸收网络。

我习惯的调试顺序是：确保磁复位正常（波形看起来干净）→ 检查漏源电压尖峰幅度 → 如果超了MOSFET耐压的80%，先看PCB走线，能不能缩短功率回路面积 → 再试复位二极管并磁珠或RC → 最后才考虑加钳位电路。 吸收电路是治标，漏感和走线才是治本 ，顺序反了会越调越复杂。

一个实际案例：某次项目输出电压12V、输入48V，我选用的MOSFET耐压150V，理论上2倍输入电压加上尖峰余量是够的。实测漏源尖峰到了168V，离损坏不远。把原边绕组和复位绕组改成三明治结构之后，尖峰降到132V；再把PCB上从输入电容到变压器、再到MOSFET的功率回路缩短，尖峰又降了10伏，最终稳定在124V左右，余量非常健康。

6.4 负载跳变时输出电感电流的异常形态

电源调试后期，负载跳变测试最烦人。正激的输出电感在负载从满载瞬间跳空载时，如果CCM转DCM切换速度太快，输出电压会先冲高再回落，环路要花好几个毫秒才能收回。这个过程中，如果输出电感的值取得偏大，DCM下电感的电流断续，每个开关周期输出电容被充放的幅度变大，输出电压纹波反而比CCM时增大，这是新手最容易困惑的地方——电感大了纹波反而大。

想解决这个问题，要么把输出电感控制在临界值附近（让轻载时也勉强维持CCM，但满载纹波电流变大），要么改为固定频率的CCM+DCM双模控制，要么靠输出电容的容量硬扛。工业电源里我会优先考虑加大输出电容，同时把电感取在稍大于临界电感的位置，因为轻载效率本来就不是正激的强项，没必要为了轻载纹波牺牲满载表现。