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1.打开ADS原理图，点击DesignGuide->Passive Circuit , 然后选择Passive Circuit Control Window。 进入设计向导界面。2.在设计向导界面点击如下图标，弹出Microstrip Circuits电路界面。3.在原理图界面选择对应的基板和微带线耦合器。4.根据实际要求设置好FR4基板参数(介质高41.9mil， 介电常数4.7，导电率5.8e+7，铜厚1.2mil，正切损耗0.02)耦合器参数（中心频率440M..

二极管检波电路是常见的射频电路模块，通常用于调幅波的检波，功放出端口检波或开关电路的检波。其根据使用的特性分为两种：1. 检波调幅波，以得到调制信号。2.检波载频，以得到能反映出载频功率大小的直流电压。先以检波调幅波为例说明，检波电路的设计要点。电路结构如理论所示， 其中设计要点是RC的时间常数需远大于载频的周期，又要远小于调制信号的周期。先取C=10nF， R = 2KΩ利用ADS设计并仿真。用载频信号幅度2V ， 调制信号0.5V ，调制系数为1 。 得到如下仿真结果：

根据上述理论知识，选用第一种电路结构，设计一个600Mhz的，K值为3，特性阻抗为50欧姆的一分二功分器；性能如下：根据其性能可知，其用在500~700Mhz是没问题的。如果把将3端口的150欧姆阻抗变换为50欧姆阻抗可得电路如下：把电容C3，C4合并为一个电容后，电路如下：性能变化如下：虽然有点恶化，但仍然可以用在500~700Mhz频带。...

倍频器一般有以下几种形式：1. C类放大器倍频器。 （此类倍频器有一定增益，但噪声较大）2.变容二极管倍频器。（此类为变容型倍频器，频率高，可高达200GHz）3.SRD快速恢复二极管倍频器。（市面上的都用于电路保护的多，不太适宜用在高频的倍频）4.肖特基二极管倍频器。（此类为变阻型倍频器，频率高，可达200GHz）现以肖特基二极管设计一个400MHz倍频器。详情参考《实用无线电设计》的第10. 6章节;现使用ADS自带的二极管设计如下：该电路为肖特基二极管串联型倍频器.

根据理论可知，VGA分为两种，一种为通过衰减的方式的VGA，一种为通过调整晶体管的Q值，例如更改基极电压，使用pin管更改射极电阻值等方式的VGA。 一般会使用衰减的方法居多，因为更改了Q值很多时候会容易发生自激。 不过通过衰减的方法实现的VGA,在设计放大器的时候，必须要能够绝对稳定，即K值大于1. 否则在衰减的时候由于负载的变化也会容易出问题。现设计一款在集电极端可调衰减值的VGA, 其电路如下：在电路所示的元件下，其匹配良好， K值在0~1Ghz都大于1， 而且当SRC2...

一般巴伦可以分为三种，分别为同轴线巴伦， LC巴伦， 微带线巴伦。一、同轴线巴伦用在电视机的75欧姆同轴转300欧姆双线的连接上。因为它除了是平衡-不平衡转换外，还附带1：4的阻抗变换功能。其理论知识如下：二、微带巴伦的频宽与节数有关三、LC巴伦为窄带巴伦，可以根据不平衡端的阻抗 ， 和平衡端的阻抗去计算相应的电感电容值去设计，其理论如下：依据该理论，设计特征频率为1.4Ghz，不平衡端为50欧姆阻抗，平衡端为100-50*j 欧姆阻抗的LC巴伦；1. 首先把平衡度的复.

本电路直接使用ADS自带的PIN管进行设计。电路图如下：本电路使用1GHz为测试频率， 使用的时候，端口1 接天线， 端口2接接收， 端口3接发射；当SRC1为3V， SRC2为0V时，端口1和端口2导通 ， 端口1 和端口3截止；当SRC1为0V ， SRC2为3V时， 端口1和端口2截止， 端口1和端口3导通；电阻R2, R3为PIN管的限流电阻， 防止直流过大而烧毁PIN管，在实际电路中根据PIN管的工作电流值确定。从仿真结果看，导通的时候插损为0...

根据文档资料可知，改进型的负载线移相器比普通的负载线移相器有如下有点：插损低， 回损好，但占用空间会较大。普通的负载线移相器是直接在微带线上加电感或电容去进行移相 ， 而改进型负载线移相器则是在90度微带线的两端同时加电感或者同时加电容去实现。下面介绍改进型负载线移相器的设计经验方法（参考书籍：ADS2011射频电路设计与仿真实例）该电路在用在4GHz频率的，加电感的时候相位为78.46度， 在加电容时相位为101.5度。即它是以11.5度为相移值设计的。由于书本上的理论是以电纳b=0.2作

PIN管有导通电阻低，截止电阻高，且极间电容小这些特点。所以一般可以把它用作SWITCH , 以及可调衰减器的设计；skyworks ， 罗姆， nxp等厂商都有PIN管售卖。现利用ADS自带的PIN管，设计一个可调的衰减器，其电路如下：一、当SRC1为3V， SRC2为0V时， PIN1导通 ， PIN2截止。 管子截止的时候一般阻值可以达到3kΩ以上，PIN管导通的时候阻值约为几Ω 这时候的等效电路如下：其仿真结果如下，可以看出对S11,S22影响不大， 插损S21为-0..

Lange定向耦合器的特点有如下：1. 由4个端口组成2. 频带宽3.直通端口和耦合端口有90度的相位差，为正交耦合器。4.需要由多层板组成，而导线细，设计精度要求高。5.平行微带线耦合属于弱耦合，耦合度一般为-10dB以下，Lange耦合器是交指耦合结构的，其属于强耦合，耦合度一般设计为-3dB。设计Lange耦合器时候，需要用到上述参数，其中H为介质高度，W为线宽， S为间距， T为铜厚。频率指的是中心频率。在ADS设计中，可以按照经验公式计算好W,S,H,1/.

威尔金森功分器设计的理论知识如下：其中k为端口2与端口3的功率分配比，一般使用的情况，都是2，3端口功率相等。所以k一般都为1.在实际使用中，一般端口都是取50欧姆。所以为50欧姆， R2，R3也为50欧姆；而,为端口的分路并最终接地，所以他们为100欧姆。则威尔金森功分器的关键的技术只是1/4波长传输线的阻抗变换技术。因为已知,和R2,R3，所以,便可以根据公式计算出来为70.7欧姆。然后隔离电阻R，可以计算得到为100欧姆。另外一般在会在端口2，端口3引出一截适...

1）选用BFR92P的晶体管的理由是：其极间电容很小，极间电容都小于0.6pF。另外其FT=4Ghz，NF为1.5dB。不考虑发热问题，按道理用该管能有较好的相位噪声。2）初始设计电路如下：其谐振网络为为C1,C5,C6串联后在与C10并联的电容， 与L1的电感构成并联谐振。在上图中，理论计算的谐振频率为449Mhz。在仿真的时候，从其瞬态分析的波形图可以算出的谐振频率为1/（535.6-533.2）ns = 434.78Mhz。（应该是极间电容的带入导致谐振频率比理论值偏低）。其幅度为350m

研读MAX2606的datasheet，可以知道如下信息：1）该器件使用的VCO输出范围为70~150Mhz之间2）供电为2.7~5V之间。3）其供电电流约3mA。4）其相位噪声可以到达-112dBc ， 其与电感Q值有很大关系。5）其电路元件值，可以在其EV kit 的datasheet查到。根据datasheet，设计电路如下：设计电路完成后，调试发现如下信息：1）该电路元件值下：输出的频率为83Mhz左右， 单端输出功率为-20dBm左右。2）使用频谱仪观察到的

根据MAX2671的datasheet总结得到如下开始设计信息：1）RF输出端口的频率可以高达2.5Ghz2) IF输入端口的频率为40Mhz~900Mhz可用。3）LO端口、IF端口输入最大功率为10dBm ， 器件供电为2.7~6V之间。4）LO端口为-10dBm ~ -5dBm左右，器件的噪声应该是最好的。5）IF端口在 <= -15dBm 是比较线性的，当大于其时，开始进入1dB压缩点。6）器件的转换增益在400Mhz附近为10dB左右。7）datasheet给出了

关键器件：晶体管BFQ19S(英飞凌), 无缘谐振器SFR435A（华远）。调试过程：1）初始电路如下：在该电路参数下，电路不起振！！2）在该电路中，由于无缘谐振器当作高Q值电感使用，其不能调整。所以降低C11,C12电容值为2.2pF，以增加反馈系数，有利于起振。但改为电容后，仍未起振。3）更改R63电阻值为120Ω，此时该电路终于起振。震荡频率在435.65Mhz，会比SRF435A的标称频率435.72Mhz低，使得SRF435A呈为电感性。4）接入频谱仪观察其频率稳定

根据理论，设计出如下LC振荡器：一、设计初期是使用= 400Mhz作为目标值计算的， 但由于计算值与实际值有差别，所以使用计算值附近的元器件代替使用；最终该电路的L1=82nH , D1 = 5.6pF, C11=18pF, C12 = 18pF ; 另外R3= 600Ω， R4取27k ， C9取10pF； 该电路实际的震荡频率为主要为L1,D1 决定，所以其震荡频率约为 == 235Mhz；二、由于实际得到的频率比目标频率低太多，所以调整电路使其能达到400M左...