常见的差分(动)阻抗计算模型

差分线阻抗模型类同于单端线,最大的区别在于,差分线阻抗模型
多了一个参数S1,即差分阻抗线之间的距离(注意是线中心点之间的距离)。

1. Edge-coupled Surface Microstrip 1B

适用范围:
外层无阻焊(阻焊前)差分阻抗计算。
这个模型比下面包含阻焊的模型更常用。
由于在外层,其线路层铜厚则为基板铜厚+电镀铜厚(使用Core时);
或当表层使用单独铜箔时,则为成品铜箔厚度。
参数说明:
H1:线路层到较近参考层VCC/GND间距离
W2:阻抗线上线宽
W1:阻抗线下线宽
S1 :差分阻抗线之间的距离(注意是线中心点之间的距离)
T1: 阻抗线铜厚=基板铜厚+电镀铜厚
Er1:介质层介电常数

2.Edge-coupled Coated Microstrip  1B


适用范围:
外层阻焊差分阻抗计算。
由于在外层,其线路层铜厚则为基板铜厚+电镀铜厚(使用Core时);
或当表层使用单独铜箔时,则为成品铜箔厚度。
参数说明:
H1:线路层到较近参考层VCC/GND间距离
W2:阻抗线上线宽
W1:阻抗线下线宽
S1 :差分阻抗线之间的距离(注意是线中心点之间的距离)
T1: 阻抗线铜厚=基板铜厚+电镀铜厚
Er1:介质层介电常数
CEr1:阻焊介电常数
C1:基材阻焊厚度
C2:线面阻焊厚度(后加工)
C3:差分阻抗线间阻焊厚度

3.Edge-coupled Embedded Microstrip 1B1A

适用范围:
与外层相邻的第二个线路层阻抗计算,例如一个6层板,L1、L2
均为线路层,L3为参考层(GND/VCC),那么L2层的阻抗计算
使用此方式。
另外由于在内层,其线路层铜厚则为基板铜厚(Core),而非表
层微带线的基板铜厚+电镀铜厚,这一点要注意。
参数说明:
H1:外层到参考层VCC/GND间的介质厚度
H2:外层到第二个线路层的介质厚度+第二个线路层铜厚
W2:阻抗线上线宽
W1:阻抗线下线宽
S1 :差分阻抗线之间的距离(注意是线中心点之间的距离)
T1: 阻抗线铜厚=基板铜厚
Er1:介质层介电常数(线路层到相邻参考层间介质常数)
Er2:介质层介电常数(外层到第二个线路层间介质常数)

4.Edge-coupled Offset stripline 1B1A 

适用范围:
        Edge-coupled Offset stripling--差分非对称带状线 1B1A
夹在两个GND(或VCC)之间的线路层的阻抗计算,即一个线路层,
它的上下两层均为参考层,那么这个线路层的阻抗计算适用此
模型。注意这个为带状线。
另外由于在内层,其线路层铜厚则为基板铜厚(Core),而非表
层微带线的基板铜厚+电镀铜厚,这一点要注意。
参数说明:
H1:线路层到较近参考层VCC/GND间距离(注意不同于上面的介质厚度)
H2:线路层到较远参考层VCC/GND间间距(注意不同于上面的介质厚度)
W2:阻抗线上线宽
W1:阻抗线下线宽
S1 :差分阻抗线之间的距离(注意是线中心点之间的距离)
T1: 阻抗线铜厚=基板铜厚
Er1:介质层介电常数(线路层到较近参考层间介质常数)
Er2:介质层介电常数(线路层到较远参考层间介质常数)

 5. Edge-coupled Offset stripline 1B2A

适用范围:
 两个参考层(VCC/GND)夹两个线路层的阻抗计算,例如一个6层板,
L2、L5层为VCC/GND,线路层L3、L4的阻抗计算。
使用此方式。
另外由于在内层,其线路层铜厚则为基板铜厚(Core),而非表
层微带线的基板铜厚+电镀铜厚,这一点要注意。
参数说明:
H1:线路层1到较近参考层VCC/GND间距离
H2:线路层1到线路层2间距+线路层1和线路层2铜厚
H3:线路层2到较远参考层VCC/GND间距离
W2:阻抗线上线宽
W1:阻抗线下线宽
S1 :差分阻抗线之间的距离(注意是线中心点之间的距离)
T1: 阻抗线铜厚=基板铜厚
Er1:介质层介电常数(线路层1到较近参考层间介质常数)
Er2:介质层介电常数(线路层1到线路层2间介质常数)
        Er3:介质层介电常数(线路层2到较远参考层间介质常数)

6.Edge-coupled Offset stripline 1B1A2R

适用范围:
 两个参考层(VCC/GND)夹两个线路层的阻抗计算,例如一个6层板,
L2、L5层为VCC/GND,线路层L3、L4的阻抗计算。
使用此方式。
另外由于在内层,其线路层铜厚则为基板铜厚(Core),而非表
层微带线的基板铜厚+电镀铜厚,这一点要注意。
参数说明:
H1:线路层1到较近参考层VCC/GND间距离
H2:线路层1到线路层2间距+线路层1和线路层2铜厚
H3:线路层2到较远参考层VCC/GND间距离
W2:阻抗线上线宽
W1:阻抗线下线宽
S1 :差分阻抗线之间的距离(注意是线中心点之间的距离)
T1: 阻抗线铜厚=基板铜厚
Er1:介质层介电常数(线路层1到较近参考层间介质常数)
Er2:介质层介电常数(线路层1到线路层2间介质常数)
        Er3:介质层介电常数(线路层2到较远参考层间介质常数)
        REr:差分阻抗线间填充树脂的介电常数

7.Edge-coupled Coated Microstrip 2BEdge-coupled Offset Stripline 2B2A
7.1 Edge-coupled Coated Microstrip:  
例如一个4层板,L1层需要做阻抗控制,L2层为线路层,
L3层为VCC/GND。

7.2 Edge-coupled Offset Stripline 2B2A:
比如一个8层板,L4需要做阻抗控制,L2、L6层为参考层VCC/GND,
L3、L5为线路层。

Just when you thought you had mastered Zo, the characteristic impedance of a PCB trace, along comes a data sheet that tells you to design for a specific differential impedance. And to make things tougher, it says things like: “… since the coupling of two traces can lower the effective impedance, use 50 Ohm design rules to achieve a differential impedance of approximately 80 Ohms!” Is that confusing or what!! This article shows you what differential impedance is. But more than that, it discusses why it is, and shows you how to make the correct calculations. Single Trace: Figure 1(a) illustrates a typical, individual trace. It has a characteristic impedance, Zo, and carries a current, i. The voltage along it, at any point, is (from Ohm’s law) V = Zo*i. General case, trace pair: Figure 1(b) illustrates a pair of traces. Trace 1 has a characteristic impedance Z11, which corresponds to Zo, above, and current i1. Trace 2 is similarly defined. As we bring Trace 2 closer to Trace 1, current from Trace 2 begins to couple into Trace 1 with a proportionality constant, k. Similarly, Trace 1’s current, i1, begins to couple into Trace 2 with the same proportionality constant. The voltage on each trace, at any point, again from Ohm’s law, is: V1 = Z11 * i1 + Z11 * k * i2 Eqs. 1 V2 = Z22 * i2 + Z22 * k * i1 Now let’s define Z12 = k*Z11 and Z21 = k*Z22. Then, Eqs. 1 can be written as: V1 = Z11 * i1 + Z12 * i2 Eqs. 2 V2 = Z21 * i1 + Z22 * i2 This is the familiar pair of simultaneous equations we often see in texts. The equations can be generalized into an arbitrary number of traces, and they can be expressed in a matrix form that is familiar to many of you. Special case, differential pair: Figure 1(c) illustrates a differential pair of traces. Repeating Equations 1: V1 = Z11 * i1 + Z11 * k * i2 Eqs. 1 V2 = Z22 * i2 + Z22 * k * i1 Now, note that in a carefully designed and balanced situation, Z11 = Z22 = Zo, and i2 = -i1 This leads (with a little manipulation) to: V1 = Zo * i1 * (1-k)
### 差分阻抗 110Ω 的计算公式与设计规范 差分阻抗是指两条导线之间的电气特性阻抗,它取决于线路的几何结构、材料特性和环境条件。对于差分信号传输来说,保持一致的差分阻抗至关重要,以减少反射和串扰等问题。 #### 一、差分阻抗 110Ω 的基本概念 差分阻抗 \( Z_d \) 是指一对差分信号线上存在的总阻抗,通常可以通过以下公式近似计算: \[ Z_d = 2 \cdot Z_o \cdot \sqrt{1 + S / W} \] 其中: - \( Z_o \): 单条微带线或带状线的特征阻抗[^1]。 - \( S \): 差分对之间间距。 - \( W \): 导体宽度。 当目标设定为 110Ω 的差分阻抗时,上述参数需经过精确调整来满足需求。 --- #### 二、差分阻抗的设计规范 为了实现稳定的 110Ω 阻抗,在 PCB 设计过程中需要注意以下几个方面: ##### 1. **层叠结构** PCB 板的堆栈设计直接影响差分阻抗值。常见的多层板中,差分对位于内部带状线层或外部微带线层。具体厚度和介电常数的选择应基于实际工艺能力。例如,FR4 材料的相对介电常数约为 4.5[^3]。 ##### 2. **走线宽度与间距** 根据经验公式,差分对的宽度 \( W \) 和间距 \( S \) 应遵循一定比例关系。一般推荐 \( S/W \approx 1~2 \),这有助于平衡电磁场耦合效应并维持所需的差分阻抗。 ##### 3. **端接电阻配置** 在高速差分信号应用中,合理的端接策略能够有效抑制反射现象。例如 LVDS 技术采用的是 100Ω 差分终端电阻方案,而某些特定场合下也可能选用接近于 110Ω 的匹配电阻[^2]。 ```python def calculate_diff_impedance(Zo, S_W_ratio): """ Calculate differential impedance based on single-ended Zo and spacing-to-width ratio. Parameters: Zo (float): Single-ended characteristic impedance in Ohms. S_W_ratio (float): Spacing to width ratio of the differential pair. Returns: float: Differential impedance value in Ohms. """ import math return 2 * Zo * math.sqrt(1 + S_W_ratio) # Example usage for achieving ~110 ohm diff impedance with given parameters example_Zo = 50 # Typical single-ended Zo S_W_example = 1.8 # Adjust this parameter as per design rules calculated_Zd = calculate_diff_impedance(example_Zo, S_W_example) print(f"Calculated Diff Impedance: {calculated_Zd:.2f} Ω") ``` 运行以上脚本可验证不同条件下能否达到预期的 110Ω 值。 --- #### 三、典型应用场景 110Ω 的差分阻抗常见于多种工业标准协议之中,比如 CAN 总线系统。通过测量交流阻抗分析寄生元件(如电容和电感),可以评估这些因素是否会对通信质量构成威胁[^4]。 --- ###
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