MCU上拉电阻一般接1K~10K,在1K,4.7K,5.4K,10K这四个电阻中你会选哪个?

本文探讨了不同应用场景下上下拉电阻的选择策略。对于手持设备等低功耗应用,建议使用较大阻值如50K;一般应用中,常用10K、4.7K或5.1K。选择时还需参考外部器件数据手册,确保符合输入信号要求及驱动能力。
上下拉电阻用多大的,需要看场合。
如果在手持设备或电池供电的应用中,可能上下拉电阻会更大一些,比如50K。

一般应用中上下拉电阻,10K、4.7K、5.1K都用,不过有时候还得对照外部器件手册来确定。比如COMS输入的芯片,上下拉电阻可以用大一些,如果是TTL输入的芯片,有时候用的不合适,反而起负作用。

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具体用多少看对应的型号的datasheet,不过5V一般用10K,3.3用4.7多一点,具体问题具体分析咯

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上拉电阻的选择,主要是参照你所用的mcu和你外接的电路来选择。比如说有的MCU,是5V供电,他的I0口在低电平状态时能够通过的电流为2MA,IO口的低电平是小于0.5V 。
如果你选择的是10k,当mcu为低电平时,通过的电流为0.5MA,IO口端的电压为0.1V,那么这个状态很好,满足要求。
如果选择的是1k,单片机内部是有内阻的,电阻过小,会导致通过IO口的电流过大烧坏单片机,因为单片io内部是有内阻的,电流大了分得的电压就越大,有可能导致IO口末端的电压大于0.5V,单片机认为不是低电平,数据出现错误。

总之:上拉电阻的选择,上拉电阻选择越大,功耗越低,但是要保证通过的电流能驱动外设和IO口。
           上拉电阻选择越小,功耗越大,但是要保证当为低电平时,io口端的电压要在           低电平的电压值的范围之内。
      经验值:一般为5.6k到10k之间,一般都不会出现太大问题。
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楼上各位说的都不错,小弟斗胆抛书包。
1.先看datasheet怎么说,一般都会有。
2.没有的就查datasheet自己算。
3.协议类如i2c的另外考虑
4.我一般就算两个数,10k和4.7k,哪个能用就哪个。。。

<think>我们正在分析差分线路上拉电阻值变化对信号边沿时间的影响。原始设计使用820Ω上拉电阻,现在改为4.7kΩ。在高速数字电路中,上拉电阻主要影响信号上升时间(因为下降时间通常由驱动器的下拉能力决定)。根据RC电路充放电原理,信号上升时间与上拉电阻值成正比。关键参数:1.负载电容(包括线路寄生电容收端输入电容)假设为典型值$C_L$2.信号高电平电压:$V_{CC}=3.3V$3.驱动器的下拉能力(影响下降时间)不变4.上拉电阻$R$从820Ω变为4.7kΩ计算上升时间(从10%到90%的上升时间)的近似公式:$$t_r\approx2.2\cdot\tau=2.2\cdot(R\cdotC_L)$$假设负载电容$C_L$是一个固定值(例如10pF),我们可以计算两种电阻值下的上升时间。原始情况(820Ω):$$t_{r1}=2.2\times820\timesC_L=1804\timesC_L\text{秒}$$新情况(4.7kΩ):$$t_{r2}=2.2\times4700\timesC_L=10340\timesC_L\text{秒}$$因此,上升时间的增加倍数:$$\frac{t_{r2}}{t_{r1}}=\frac{10340\timesC_L}{1804\timesC_L}\approx5.73$$这意味着上升时间变为原来的约5.73倍。现在考虑对系统的影响:1.400kHz信号的周期为$T=\frac{1}{400\text{kHz}}=2.5\mu\text{s}$。通常要求信号边沿时间(这里主要是上升时间)小于周期的10%,即250ns。但实际中还要考虑其他延时。2.原设计中(820Ω):如果$C_L=10\text{pF}$,则$t_{r1}=1804\times10\times10^{-12}=18.04\text{ns}$,远小于250ns,满足要求。3.改为4.7kΩ后:$t_{r2}=10340\times10\times10^{-12}=103.4\text{ns}$,仍然小于250ns,所以理论上满足400kHz的时序要求。4.但需要注意:-实际负载电容可能更大(如布线较长,多个收器等),例如$C_L=20\text{pF}$,则$t_{r2}=206.8\text{ns}$(仍然小于250ns)-如果$C_L$达到50pF,则$t_{r2}=517\text{ns}$,超过250ns,可能导致信号在周期内无法达到稳定电平。此外,引用[2]中提到:OPEN-DRAIN结构(开漏输出)的上升沿延时与上拉电阻成正比。尽管我们的编码器差分线路通常使用推挽输出(如RS422),但上拉电阻的变化仍然会影响上升时间。总结:-上升时间将显著增加(约5.73倍),但具体数值取决于负载电容$C_L$。-在$C_L$较小的情况下(<20pF),400kHz系统仍可工作。-但上升时间增加会导致:a)信号边沿变缓,抗干扰能力下降(噪声容限降低)b)可能增加信号间的串扰c)严格的时序要求下(如高速编码器)可能导致采样错误建议:-在条件允许的情况下,尽量保持原设计的820Ω(或1kΩ以内)以获得更好的信号完整性。-如果必须使用4.7kΩ,需要实测信号波形并确保在最坏情况下的上升时间满足要求。最后,我们提供计算上升时间的公式:$$t_r\approx2.2\cdotR\cdotC_L$$其中$R$是上拉电阻值,$C_L$为负载电容(包括PCB走线电容、收器输入电容等,通常几皮法至几十皮法)。用户需根据实际系统的$C_L$值评估上升时间是否可受。</think> ### 差分线上拉电阻从820Ω改为4.7kΩ对信号边沿时间的影响分析 #### 1. **基础原理** 信号边沿时间主要由RC时间常数决定: $$ \tau = R \times C_{total} $$ 其中: - $R$为上拉电阻值 - $C_{total}$为线路总寄生电容(包括PCB走线电容、收端输入电容等) 上升时间$t_r$与RC常数的关系: $$ t_r \approx 2.2 \times \tau = 2.2 \times R \times C_{total} $$ --- #### 2. **具体影响计算** 假设典型寄生电容$C_{total} = 10 \text{pF}$(实际值需根据PCB设计确定): **原设计(820Ω):** $$ t_{r1} \approx 2.2 \times 820 \times 10^{-11} = 18.04 \text{ns} $$ **新方案(4.7kΩ):** $$ t_{r2} \approx 2.2 \times 4700 \times 10^{-11} = 103.4 \text{ns} $$ **变化幅度:** $$ \frac{t_{r2}}{t_{r1}} = \frac{103.4}{18.04} \approx 5.73 \text{倍} $$ --- #### 3. **系统级影响评估** | 参数 | 820Ω方案 | 4.7kΩ方案 | 影响程度 | |-------------------|-----------------|-------------------|---------| | 上升时间(t_r) | 18.04ns | 103.4ns | ⬆️增加573% | | 最大理论带宽 | $f_{max}=0.35/t_r≈19.4\text{MHz}$ | $f_{max}≈3.38\text{MHz}$ | ⬇️降低82.6% | | 400kHz信号占空比失真 | <1% | ≈5.5% | 显著增加 | | 功耗(3.3V系统) | 13.2mW | 2.3mW | ⬇️降低82.5% | --- #### 4. **关键设计考量** 1. **时序余量**: - 400kHz信号周期$T=2.5\mu\text{s}$ - 新方案上升时间$t_r=103.4\text{ns}$占周期4.1%(<10%安全阈值) - **结论**:理论可行但余量减小[^2] 2. **噪声敏感性**: - 缓慢的边沿更易受干扰 - 建议增加施密特触发器(如SN74LVC1G17) 3. **负载电容敏感性**: $$ \Delta t_r = 2.2 \times R \times \Delta C $$ - 当$C_{total}$从10pF→15pF时: - 820Ω方案:$Δt_r=+9\text{ns}$ - 4.7kΩ方案:$Δt_r=+51.7\text{ns}$ --- #### 5. **设计建议** 1. **优先维持820Ω方案**: - 确保400kHz信号完整性 - 尤其适用于长距离传输或多节点系统 2. **必须使用高阻值时**: ```plaintext DIFF+ ──┬─ R_pullup(4.7k) ── 3.3V │ ├─ Schmitt Trigger ── MCU │ DIFF- ──┴─ R_pullup(4.7k) ── 3.3V ``` - 用高速施密特触发器(传播延迟<10ns) - PCB走线严格等长(ΔL<5mm) 3. **验证方法**: $$ t_{setup} \geq t_r + t_{prop} + t_{margin} $$ 需确保: $$ 103.4\text{ns} + 15\text{ns} + 50\text{ns} < 1250\text{ns} \quad (400\text{kHz}半周期) $$ ---
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