个人笔记（很没营养，纯备忘录）

1.输入电阻和输出电阻指在一个可划分为3部分的电路中，中间部分电路相当于前面电路的负载有输入端电阻，称输入电阻，相对于后面部分等效为电源有输出端内阻，称输出电阻

理所当然的希望输出电阻对负载影响小，输入电阻能完全利用信号源，因此输入电阻大好，输出电阻小好，这两个电阻不好的话会影响放大倍数与开路放大倍数的差距

2.为啥要讨论频率响应，因为电容电感无处不在

3.晶体管和场效应管都是非线性的，但是我们着重利用线性区或者是想办法线性化，因此工作区设置和输入信号选取极为重要

4.THD就是用来描述线性失真程度的，THD越大非线性失真越严重。THD=非目标输出频率谐波方均根/目标频率振幅

5.模拟电路难在敏感：非线性与温度，解决方法负反馈

6.反馈系数：F=反馈电压/输出电压

7.反馈深度：1+AuF，这个有推导自己查

8.深度负反馈：使得最后的放大倍数与Au无关，等于1/F。而Au就是那个容易受影响的放大倍数。

要达成深度Au足够大就好，即集成运放，约无穷

9.运放的种类有很多，但是共同特征是有同相和反相输入端，同相是指与输出同相，输出受Au0乘（同相-反相）控制。

10.前面知道希望输入电阻越大越大，而当Ri无穷时相当于虚拟断路了，称为虚断。

11.分析模拟电路时要学会等效模型的应用

12.uo=Auo乘差模可知，uo若要正常差模会特别小，为虚短。如果差模过大uo会受电源限制有限幅，同时受正反相影响，限幅为+-umax。差模正常则为线性工作区，斜率为Au0，特别陡峭

（个人随笔：至此完成了之前提到的三级电路：输入，放大，输出（反馈）中的放大部分倍率无穷解决了Au受电路影响问题，最后电路的放大倍数由反馈系数决定；输入Au端的电压实际是差模则解决了倍率特别大导致的限幅问题）

13.虚短是由于工作在线性区导致的，有条件性，虚断则没有。

14.显然线性区极小，因此运放离不开负反馈的作用

15.同相比例放大器：将输出通过电阻R2，R1分压作为反馈电压到反相端，最后反馈电压约等于（可看做等于因为Au无穷大）同相端使得放大电路进入线性区，放大倍数有R1，R2决定：1+R2/R1,R1无穷，R2为0则是电压跟随器

16.同相与反相比例放大器指的是输入电压端的选取，一开始没输入电压时输出为0，一旦接入同相电压输出与输入同相，接入反相输入端则输出与输入反相。而一开始接入都是电压”慢慢“涨起来，所以输出电压微微低与输入电压.

17。同相端和反相端输入输出关系是由反馈回路与本身性质共同造成的，因此反相比例放大只能选那种反馈电路方式！！，如果不带反馈输入反相端电压由于低于同相端所以输出正电压，带了反馈电路会再反一次使之正常。

18.分析反相比例放大电路可能会有点迷糊，因为反馈电压虽然是由电阻分压造成但是这个分压一端是输入一端是输出不像之前一端是地，可以直接R1/R1+R2*uo;这里采用叠加定理分析，拆成Uo的分压加ui的分压（前提是忽略了输入到放大器的电流即虚断了），在虚断的条件下可以得到uo=-R2/R1乘ui

19.特别需要注意的是反相比例放大器R1是有电流的，是运放没电流。因此有一个闭环输入电阻ui/ii，约等于R1，有个特别小的对地电流（即输入运放的电流）产生的电阻可忽略，此处称虚地。

20.使用运放时一定要注意限幅，这是考点

21.同相相加器，在电阻相加器基础上进行改造，隔离了电阻相加器与负载。但是各信号源之间有干扰，即k1*u1+k2*u2之间的k1，k2内部参数互相交融

22.反相相加器，隔离，放大，信号源无干扰，利用虚地实现

23。反相虚断，同相虚短

24.反相相加器中同相端会有电阻去消除输入偏流造成的误差，电阻大小为输入n个电阻与Rf并联

25.分析反相相加采用叠加，分析同相相加采用虚断，把输入单独分析因为可以断开。这是通法（隔离）；

26电压相加电路有一个R3接到地的，但是实际设计时可以把R3去掉，无穷化

27.相加器的实际应用：抬升电压，采adc时可用

28.相减器利用的是同相比例放大和反相比例放大反馈回路的相似性以及叠加定理达到系数一个正一个减，显然对结构要求很严格，只能做到一个数减一个数，且导致了置零反相端后同相比例放大器的系数不是简单的（1+Rf/R1）,要乘上置零后同相端这里的电阻分压这里要特别注意。而置零同相端则无影响

29.例2.4.4有空看看，称重

30.积分器和微分器是将电容引入反相比例放大器实现的，原本的A=-Rf/R1，把Rf换成C则会不断积分，把R1换成C则会进行微分。而且这里从相量或者说频域来看更直观。由于引入了电容，微分器在高频时放大倍率很大而噪声往往就是高频的，所以一般都用积分器

31.工程上往往会出现物质基础是电压源，但是需要用的是电流源的情况，或者相反。这是可以用运放进行转换。最终u与i的转换与负载无关

32.IV转换利用虚地，易错点，原理是让输入电流全走反馈电阻；虚断虽然表面上看是无电流，但是这仅满足了一点，还有全走反馈电阻的要求；因此需要用虚地限制电流走向，虚断是前提但是不是关键

33.分析模拟电路有个易错点，就是明明都是0电位的地，但是他们不一定相连，这影响很大特别是需要用到虚地的，一旦可以相连就可能出现并联了

34.分析模电要学会利用已有的公式，不然太复杂

35.一阶滤波衰减太慢

36.带阻又叫陷波，双T带阻指一个信号分两路低高通后相加，影响滤波因素Q值，若提问这个考虑用运放加反馈解决；若已经有运放则影响滤波因素为频率，相位等

37.二阶的前提下，高通积分变带通再积分变低通

38.全通滤波器又叫移相滤波器

39.开关电容滤波是解决RC滤波器电阻大的问题，但是带来了开关噪声的问题，开关电容等效为电阻。

40.模电运放电路出现的电路不需要去分析，直接认为他起到一个隔直通交的作用

41.迟滞比较器解决了出现干扰的困扰，但是会造成时延（第一个电平是以0为基准但是后面要改变输出只能以门限电压为基准），同时增加了输入电压峰值一定得大于门限电压的限制，两个门限电压差叫回差决定了迟滞时间（引入正反馈）

42.迟滞比较器又称施密特触发器或双稳态电路，具有记忆功能，有同相反相两种，同相输入低输出低，反相输入低输出高

43.驰张振荡器，同时运用正负反馈，负反馈RC充电电路充到门限电压马上放电因此没有迟滞，振荡频率由充电频率而定，这里需要背诵公式计算频率，调节占空比利用二极管单向导电特性，使充放电有不同的时间常数，同时可以在输出加限幅二极管，限幅后门限电压用限幅后的算

44.RC充电的叫单运放驰张振荡器，双运放则是由迟滞和积分器级联而成，双运放特点是可以调节电位器线性改频率，计算公式也要背

1.本征半导体和少子相关的都对温度敏感，参杂是少量参杂确保施/受主原子周围全是硅；电子运动后带电性的是参杂原子，这时变成离子了

2.雪崩击穿，反偏下漂移运动击中价电子变成自由电子和空穴；显然只会发生在有电场分布的耗尽区，因此要求耗尽区足够大

3.齐纳击穿，发生在重掺杂中，因为离子够多，反偏后不仅耗尽区很窄而且产生的电压却很大，也可以把价电子拉出（耗尽区也不一定）再引发击中

4.电压变化导致电量Q变化则可等效为电容，显然反偏时耗尽区变大正偏时耗尽区变窄，这称为势垒电容，通常只讲反偏，正偏电容一下子就没了。而反偏电容并不是固定的而是反偏电压越大电容越小，另外一个角度看耗尽区越宽电容越小，这里有公式可以看看，由于这个特性可以做成可变电容，由反偏电压控制

5.扩散电容概念较为抽象，指的是正偏时所产生的扩散运动并不是瞬间完成的，会通过耗尽区到N区和P区，这里的产生的电量变化与势垒电容不仅区域不同，产生条件也不同；虽然总电容等于这两个相加，但是反偏或者正偏时有一个会占绝大多数，远远大于

6.二极管正向导通后也可以起到稳压的作用，但是一般不用，因为电压太小，比如0.7V；正向反向都受温度影响电流，反向影响电流更明显可做温度传感器

7.二极管中间没有线的是理想二极管

8，正向导通一旦成立，自动钳位，外部电压再大的能量只能加到电阻上了，因为这时候I任意

9二极管等效成电源加电阻的前提是直流下，交流时电压在变，等效电阻也会变，二极管的伏安特性曲线应该是e指数函数形式

10.交流情况下的二极管等效电阻：首先输入一个微弱交流电阻当然是无穷大，这时候需要加入直流源抬升；直流源加上Q工作点确定，ID确定；这个时候微弱电流源会引起微弱电压电流变化；对二极管伏安公式求导发现等效电阻和温度当量以及ID相关，因此直流源不同等效电阻不同。

11.稳压二极管记得先假设截止

1.三极管开始就会引入很多物理量了，这里要求掌握对其的区分：首先研究背景是共射放大电路，共基后面再看；像IBN，ICN这种电流指的是以发射区电子为来源产生的电流，并不是三个极流出的实际电流，实际流出的电流形式为：IB，IC，IE，要掌握实际流出的电流只需要了解载流子运动流程后运用KCL即可，因为像复合电流这种方向实在难以区分；

流程：发射结正偏：产生扩散电流，这里要注意ICN并不是总的扩散电流；IBN与ICN总电子才是扩散电流；IBN是扩散过程中与P区产生复合的部分电流；

有扩散自然有漂移，这里漂移电流大小可忽略，在算放大倍数时，称为IEP；

扩散到P区电子会被反偏作用拉到集电区；这里虽然反偏，扩散作用依然很大，但P区不是空穴扩散而是电子扩散了，扩散过来的电流少了IBN，称ICN

反偏漂移作用强，有漂移电流形成的ICBO，这里是少子漂移，因此也可以忽略，也可以理解成截止电流小

开始列KCL：对于IB，流入IBN电子（也就是流出电流），流入电流IEP（可忽略），流入电流ICBO（虽然可忽略但是精确计算时可以舍去IEP不能舍去这个）IB=IBN-ICBO；

对于IC：流出ICN（占大头），流出ICBO（很小，但是第二大头）；IC=ICN+ICBO

对于IE：流出IBN，ICN（占大头）流入IEP（可忽略）：IE=IBN+ICN

2.共射电路放大倍数是ICN比IBN！！！共基是ICN比IEN；这里的IEN就是IBN与ICN总和，因此这两个放大倍数可换算

3关键：

把上图IC单独作为等式一边可以得到IC=IB*放大倍数+（1+放大倍数）*ICBO，设（1+放大倍数）*ICBO=ICEO为穿透电流，一般将其忽略，至此得到最常用的两个公式：IC=IB*放大倍数以及1+放大倍数）*ICBO=ICEO

4。三极管放大区不水平原因：反偏电压提高，PN结变大，基区变窄，IB减少，如果IB要不变IC则会变大

5.输入输出特性都会受UCE影响，因为UCE会影响IB，复合电流概率大小，之前以为是因为ICBO那是错误的，IB已经很小了，ICBO会比IB还小不会影响多少的；从另外一个角度看ICBO是少子运动产生应该是受温度影响不是受电压影响

6.三极管工作在饱和区时，集电结正偏但是未达到导通，阻碍扩散电流，IB不对IC进行控制，有一条临界饱和线，处于即将反偏，因此切忌不能使UCE出现负压那就完全导通了，会烧坏

7.共射输入特性类似二极管伏安特性曲线

8.MOS管特指绝缘栅，结型的叫JFET，结型的优点是不容易坏，绝缘栅的二氧化硅太薄输入电阻又太大。

9.预夹断和夹断：为什么叫预夹断，明明夹断了但是却还有电流？这是因为在源漏加电压后，源极一定是0，漏极则是uds，中间的电压分布应该是呈现梯度分布，即靠近漏极夹断靠近源极有沟道，而漏极一旦夹断，这个时候夹断区电阻是很大的会承接uds，因此不管uds怎么增大也只是增大已有的夹断区电压，夹断区长度不变；而这个夹断区相比沟道是很短的，uds可以把沟道的电子拉过去，这就是饱和区的由来

10.各种输入输出特性曲线要自己去看，特别是输入特性曲线还不太熟

11.耗尽型：人为固化正电荷在栅极形成沟道：UDS和增强型不变；有区别的是UGS，UGS可正可负，而要夹断增强型UGS小于比0微微大的一个数就好（这里不是0！！！称为开启电压），耗尽型则需要负值因此有个未加UGS时的漏电流；

12.结型：不是利用沟道去夹断，是利用PN结去夹断，天生就导通，类似耗尽型：

栅极是两个P区，源和漏是N区的上下两端，因此千万不要使UGS大于0，直接两个PN结正偏那就烧坏了；结型的工作条件是UGS小于0；其他原理和之前讲的预夹断一致，夹断电压最大就是这个，最小是MOS增强型

1.三极管放大电路，加入交流信号方式：电阻，使用叠加定理：缺点是交直流混杂，且电阻对输入ui有分压；改用电容耦合：输入输出端只有交流且频率高的情况电容分压小对ui影响小；反过来对于频率低的容易当成直流隔掉，所以这里用极性电容，高频才用陶瓷

2.非线性电路分析法：图解法：在已知特性曲线的器件上画出外部负载曲线得出交点；等效模型

3.等效模型关键：一定要承认小信号输入时电压电流变化呈线性，这是万物基础；之前的二极管等效也用到了这个

一旦认为呈线性那么对电流求电压的导数就能得到等效电阻出来，这个等效电阻只有在交流通路能用，但是使用的时候不能丢掉直流的背景；因此使用等效电阻模型的时候实际上是默认了直流背景将坐标原点进行移动，用的是交流通路，但是带了直流背景；因此确定交流情况时要先分析直流情况即Q在哪里。

4.两种等效模型：微变等效（前提是微变认为线性）；H参数（通过属性的方式对已有电压电流函数求全微分）

5.最重要注意符号的运用，特别是在微变等效电路中：i小写指的是瞬时值，大写指的是有效值；iB瞬时有交也有值，ib瞬时交流

6.对于基础的共射放大电路进行优化，使Q点稳定则需要额外增加电阻RE，使得温度提高IC提高，IE提高，UBE下降；只加RE，UE会提高，UB也会提高，因此需要加RB2，钳位住UB点的电压，使电流注意跑过RB2；

优化后再去求rbe，其中新加的RB2会对求解rbe起到干扰，这个时候把VCC和RB1等效为电流源并RB1再去并RB2就很好求解；

再去求放大倍数则会发现新加的RE会使得放大倍数不固定，会和电流有关不能消掉，因此需要在RE那并联电容使得交流通路没有RE；

而多并联电容导致的是阻容式耦合难以集成，解决方法是直接耦合，这需要再涉及差动放大电路了，环环相扣牛逼！

7.共集电路（输出电压在发射极），分析时把管子反转解套：特点是放大倍数略小于1，用作跟随器，放大功率和隔离

共基放大倍数类似共集特性，但是通频带好；ri求解和ro求解比较困难，记得有空常回去看看视频

8.微变等效时先标点再动作不容易出错

9.复合管：（1）达林顿管：功能等效为一个但是对于输入输出端功能不一样，微变等效时每一个都要；放大倍数是乘积，用微变等效分析很容易得出来不用特意去背；达林顿管接法多种多样关键是要有合理的电流路径

（2）共射共基相级联，这里可以发现不用看见管子就认为是达林顿管，要会分析而不是背

10.场效应管输入曲线限定是在恒流区，三极管没有，他就是一个PN结特性曲线，这点要注意。

11.场效应管的微变等效电路，一侧是断路，一次是压控电流源与rds并联，这个之所以会有rds是因为恒流区曲线有倾斜，如果认为水平可忽略rds，当负载电阻很大时则不能忽略

12.射极输出（共集）：输入输出电阻好，只能放大电流；共射：电压电流都能放大，但是输入小输出大：组合起来用可以改善特性；共集-共射-共集

13.MOS的电路类似三极管，自己去推

1.直接耦合多级放大电路带来的问题（电位会相互影响）：前一级Q点影响后一级Q点；后一级偏置影响前一级偏置（解决方法加稳压二极管和电阻抬升后一级的电压使前一极正常反偏；但是会造成更高的VCC需求；另外解决方法PNP和NPN搭配使用）

但是已于集成且低频特性好

2.阻容耦合多级放大电路（电位不会相互影响）：Q点不会影响到，直流通路画出来发现各自独立；动态特性也好，RE随意旁路；但是低频不好，但是不易于集成；（反过来讲如果集成度不要求选阻容耦合当然就很好了）

3.变压器耦合：阻抗变换使输出功率提高；负载在使用的时候内阻是固定的所以需要变压器耦合把负载电阻变换成大的

4.光电耦合：传输距离远，抗干扰强

5.多级动态分析，用电阻等效整体，从两头开始分析，按单级的看；学会断点拆成两幅图

1.直接耦合放大电路Q点易受影响，但是集成电路不得不用直接耦合

2.零点漂移，即Q点漂移，因素有温度，电源，元器件，主要是温度起影响，称温漂

3.妙极！长尾式差分放大电路构建思路：

（1）抑制温漂，设计出两个一模一样的放大电路挨着，这样他们产生的温漂是一样的。两个的输出差为0，这叫共模

（2）两个一样的共射放大电路的RE可以合并成一个共用，这是最妙的一点；使两个电路RE产生的电流有了联系；当输入差模信号时，一端流入RE一端流出RE，使RE流经电流为0；这样就不用采用电容旁路了。

（3）可以预料到长尾式差分放大电路想要正常放大ui，只需要一端输入0.5ui，一端输入-0.5ui这样输出差就是正常输入ui的放大，叫差模输入

（4）电路优化，提升抗干扰能力：将ui输入接地，这样原本的地就变成负电压。

（5）显然单纯共模输入就能很好的解决温漂问题了，为什么还要加RE呢？答案是对于单个管子仍有温度补偿的作用，能更进一步稳定Q

4.双端入单端出电路：不对共模信号起作用了，主要靠RE电阻；但是这样输出抗干扰强

单端输入双端输出：两边输入信号接同一个地，双端输入则是不同的地

5.带RE的缺点：提大电阻，要达到原本的电流则需要大电源。解决方法：把RE替换为电流源（共射放大电路）。

1.多级放大电路，输入用场效应管的差动放大电路，中间用共射，最后输出用什么呢？答案就是功放；功放可以分为甲类，Q点在中间输出信号不失真，但耗电；乙类，Q点在恰好截止的时候，输出信号丢一半但是省电；甲乙类，Q点稍微抬上去一点；丙类：Q点再降下去

2.直接耦合式互补输出电路：对乙类丢一半现象的解决；上管NPN，下管PNP这样输入波形正负周都有，但是下管导通时上管不导通，下管没供电了，因此在输出端加个电容提高电源，称OTL电路；

如果不用电容在下管那提供负电源也能解决，叫OCL电路

3.乙类功放，Q点恰好截止导致了OTL/OCL电路会有交越失真的存在，即需要克服死区才能导通。

防止交越失真则可以抬升Q点使之恰好导通与截止临界：用三极管和电阻分压抬升UBE

4.这种互补电路出现了NPN和PNP又是大功率又要求参数一致，所以需要用到达林顿管

T5解决交越失真，T5，R3，R4分析交流通路时认为是一个点，仅提供电位。

画交流通路是只流上或下。

5.电流源优点：内阻很大可以提供放大倍数，还不会导致电流消失。

1.截止频率：max/根号2，0.707倍

2.相频特性理解：用相位代表时间

3.！！！高通电路和低通电路有各自的模型，这是十分典型的，要用局部的思想去看，RC中的R是等效电阻；因此需要记忆高低通的电路模型，然后他们各自的截止频率是1/2piRC；耦合电容是高通，极间电容是低通；

高通uo超前，低通uo滞后（在截止时）

4.波特图：用对数当坐标，解决了频率跨度过大的问题；放大倍数是f的函数，因此是对放大倍数进行处理，当使用对数对纵坐标放大进行处理后变为20lg（Au），认为纵坐标有一个单位为：DB分贝；-3db为截止频率对应

5.每10倍频20倍db衰减，是一级高通；40db衰减则是两级，因为级联是乘积，对数把乘积变加减；

-3db对应45度，正负20db，0度和90度；可快速画出幅频和相频

6.在没学三极管前高通低通的RC都好求，但是学了三极管后，三极管在高频电路在有电容存在这是需要考虑进去的，而之前学的H参数是中低频段的，因此需要三极管在高频的等效模型；

从微观上看，两个PN结处有2个电容并联，并联在结电阻那，且要拆散开的话还有体电阻，如果把这些都考虑进去那么就会得到实际的物理模型，pi型等效，但是这个等效模型太复杂；

因此对其中一个电容拆分，一端看入求得等效电容后再把输入输出端隔离开（单向化）；这种等效出来的电容在输出端可以忽略，在输入端不能忽略，且输入端的这个电容随着UBE，UCE等电压的不同而改变；

7.特征频率：放大倍数β等于1，由于高频时有电容，显然放大倍数和电容有关，所以有频率特性；

共集放大倍数阿法=β/1+β，代入截止频率算一下发现很大，是fβ的（1+β）倍

8.高低通等效电阻和等效电容的做法只需要在高低频算；中频不需要，只用放大倍数

9.pi参数等效电容是变换的，因此只求等效电容是无法直接使用pi参数等效模型的，利用特征频率求得Cpi一撇后反推出此时真正的Cpi再反推出近似的高频段等效电容，再去分析

10.增益带宽积与电路参数有关，电路固定基本固定

11.多级放大电路相移和增益是叠加关系，而截止频率（带宽）随着级数增加越来越窄，且不是叠加关系，要自己去推，一个蛮复杂的关系

1.集成运放一般采用差动放大电路，这就会产生问题：动态的时候放大倍数取决于RC，集成运放放大倍数很大，因此RC必须特别大，但是RC特别大要想正常输出电流，就需要特别大的电压；因此设计集成运放首先要解决的就是如何设计电流源电路。

2。镜像电流源：两个管子ube一样，控制一个管子的IR电流就能控制输出电流，缺点，如果要求输出电流大，IR的电流也会大，而IR流经的是电阻

3.比例电流源：小电流控制大电流，在原本的镜像电流源的E极加电阻，列KVL发现有比例关系

4.微电流源：在比例放大器的极端应用，把T1管的RE短路，这样列KVL缺了一项，需要添加方程恢复受控关系，通过IE=IS e指数那个方程取对数。

5.威尔逊电流源：温度特性很好，RE电阻是一个镜像电流源，阻值很大；威尔逊电流源是共射放大电路倒过来

6.镜像电流源改进：（为什么改进还是不太懂）大概是因为镜像电流源驱动的Ib电流是从IC分出来的，因此需要IC分出来的小但是IB那边大，因此改用放大电路代替导线，但是IB其实也不算大，但是IB是由IE提供的，IE太小就变成在饱和区了，因此需要接个电阻到地抬到放大区。

5.一个IR控制多路电流源，有很多种自己去看实际上就学过电流源的变种；一个电阻控制多个电流源这种在电路出现的时候会比较隐晦如果没有这个知识储备就容易看不出来。电流源除了当RC当RE，还能提供偏置

6.要学会看电流源，都是基于镜像电流源改编的

7.差分和电流源容易弄混，特别是差分管用了共集没用共射，而且还用了复合管，这里要特别注意与电流源的区别

1反馈是抑制或增强不是简单的加减；反馈分为交直流反馈，正负反馈

2.有通路不一定有反馈，算是一个陷阱

3.输入端可以有两个端子，如三极管UBE；差分两个基极

4.判断反馈：瞬时极性法：正负增量；先给定输入端一个增量，分析得到输出端一个增量，然后分析电路回路（叠加定理）看是否使得输入端增量变化，两个输入端子不一定反馈增量在同一个端子上，总之灵活吧。。。

5.直接耦合电路，交直流通路同一个；交流通路是交流反馈，直流是直流反馈

6.（交流）负反馈放大电路的组态：先判断有负反馈再讨论组态

从输出端看，分为电压，电流两种：判断方法置零电压，还有反馈则电流，没有反馈就是电压

从净输入信号看（输入与反馈叠加），分串并联，表示叠加方式，故输入和反馈都是电压或者电流：

串联：显然电流信号无法串联，故串联反馈是电压信号，电压信号叠加是不同端子上

并联，显然电压信号无法并联，并联反馈是电流信号；另外电流信号叠加只能是在同一个端子上

7.输入串联，电压，输出电流则是VI变换

8.深度负反馈实质是忽略了1+AF的1，那个1就是输入量，因此虚短

9.深度负反馈Ui与Uo的放大倍数分析：

（1）判断组态，求得Fui/uu/iu/ii放大倍数，倒数得到Aui/uu/iu/iif，再利用RL统一转化为Auuf即输出输入电压放大倍数；

（2）利用虚短虚断分析

10.优点：不用微变等效，一级一级的去分析放大倍数，直接从反馈网络分析，前提是有深度负反馈；要先判断组态

11.负反馈对放大性能的影响：

（1）稳定放大倍数，对Af=A/1+AF求微分，得到dAf/Af=1/1+AF*dA/A,稳定了反馈深度倍

（2）影响了输入输出电阻：

串联：Rif=Ri*（1+AF）

并联：Rif*（1+AF）=Ri

电压：分析的时候有特殊处理，Rof*（1+AF）=Ro

电流：Rof=Ro*（1+AF）

（3）展宽了通频带：因为放大倍数下降了，这里也能公式定量分析

（4）减小非线性失真，只能纠正电路导致的饱和区中间环节失真，输入信号畸变的那种不会

（5）稳定性（自激振荡）：实际上放大电路是多级的，而多级的放大电路各级之间在高低频一定会有相移，A与F两个放大倍数都会相移，一旦A，F总相移反相了就会产生正反馈

有正反馈不一定就会自激振荡，需要放大倍数大小使反馈信号大于等于输入

难以避免：把任意信号傅里叶变换包罗万象

单级放大电路最大相移是+-90，两级当-180时A基本为0，因此不会自激

解决方法：滞后补偿，降低上限截止

1.VCES是饱和压降，VCEQ是静态下的压降，这个时候没有输入电压，分别对应饱和区和放大区，功放公式推导时忽略VCES是想让摆幅对称尽可能大

2.多级:
(1)直接：低频好，少电容易于集成，但是Q点会相互影响，存在严重的零点漂移问题，零点漂移也叫温度漂移因为温度一般起到主导作用

（2）阻容耦合：各级Q点独立，调式静态方便，低频特性差，不利于集成

（3）变压器耦合：可以阻抗变换得到最大输出功率，笨重的铁芯不易于集成，低频差，Q独立，R=n^2RL；

2.差模信号：大小相等，极性相反的一对vid；共模信号：大小相等，极性相同vic。

输入vi1，vi2；可分解为vi1=vic+vid/2;vi2=vic-vid/2，正相减负相不可颠倒；

差模等于输入信号差，共模等于数学信号和除以2；

最后输出电压是这个两个信号放大后相加

3.共模抑制比：KCMR=差模放大倍数除以共模放大倍数的模无量纲或者用分贝

4.改进的差分放大电路：用恒流源代替Re，带调零电阻R我，因为参数不可能对称所以还是会有一定零漂

1.镜像电流源：VBE相同所以IB相同，放大倍数相同所以IC相同，求出IREF就可以求出IC，放大倍远大于2时可以认为IC约等于IREF，缺点是需要高精度电阻且放大倍数较小时不能忽略（而放大倍数又是一个敏感量），另外如果是微小电流时分母的R必须要大，难以集成。

2.为了使得输出IC更接近IREF，增加三极管T3，T3的IE=2IB，而IC=IREF-IB3，一系列推导后发现β影响小了，带缓冲级

3.比例恒流源：在镜像电流源的两个管子加两个射极电阻，如果显然IB1和IB2可以不一样了，两个电阻相同时才恢复成一样；

列KVL：VBE1+IE1*Re1=VBE2+IE2*Re2，当放大倍数够大时认为IC2等于IE2，IREF=IE1解出来IE2就行；

如果题目给了参数够多另说，如果不够，那VB1-VB2只能用二极管求导公式得出后用电流表示消去二极管公式里的IS；如果IE1和IE2相差不大，那IC2约等于Re1/Re2

4.微电流源：比例电流源的Re1去掉；

5.威尔逊以及多路电流源：随机应变吧

1。恒流源作用，提高共射放大电路，单端输出的差分放大电路的放大倍数；替代作为有源负载Re等；

2.集成问题：二极管通常用三极管代替，不能制造电感，只能小电容，高阻值，功耗低，天然对称性高

3.性能：输入偏置电流：即两端静态电流的平均值；输入失调电压VIO：越小越好，指需要补偿的电压，温漂就是diertaVIO/diertaT；开环带宽BW，指降到3dB的频率；单位增益带宽是降到0dB的；转换速率SR：dVo/dt，输入信号变化率小于SR才能正常工作

1.瞬时极性法：对地dierta电压大为正极性，对地dierta电压小为负极性

2.负反馈放大电路的四种组态：前提有负反馈：

（1）输出回路，电压取样Xf=F*Vo与电流取样Xf=F*Io

（2）输出电路法：RL=0使得Vo等于0，反馈信号存在则是电流负反馈

（3）输入回路：看是串联还是并联相减

（4）反馈量和输入量不在同一端则是串联，反之并联

（5）直流反馈画直流通路，交流反馈画交流通路

3.负反馈放大电路增益一般表达形式：AF=A/1+A*F，1+A*F是反馈深度，A是开环增益：输出比净输入，不是比输入！！！F是反馈系数，反馈信号/输出，AF是闭环增益：输出/输入，A*F是环路增益；

该公式在中频段是实数，高低频要取模

求稳定性，频率响应，输入输出电阻：

（1）稳定性：dAF/dA后把的A和AF移动构建dAF/AF=...*dA/A（AF的相对变化比A的变换减少了反馈深度的倍数，提高了1+A*F的稳定度）,再把dAF和dA换成dierta，变化后的增益为：原增益加diertaAF；A下降了20%的意思是diertaA/A=-0.2,，注意有负号。

（2）非线性失真减小到r/1+A*F,无需证明

（3）高频时，开环A=A/1+j(f/fH)，引入后fH*（1+A*F）更高，同理fL更低，频带得到展宽，BW=fH-fL，故通频带扩展1+A*F倍

（4）串联。Ri扩大反馈深度倍，并联缩小这个倍数；

（5）电压电流决定输出电阻，电压输出电阻缩小反馈深度倍数，电流特殊他是（Ro+RI，反馈回路的内阻也要算上）（1+A*F）=Rof

4.为了Q点引入直流负反馈，为了动态特性，交流负反馈，另外就是那4种组态对输入输出电阻影响

5，由于相位在高低频会有变换，导致本来是负反馈变成正反馈：滞后校正：插入电容；超前校正：同样也是用电容

6.每多一级就多一条db倍频以10fh为间隔，20*n为值；

7.理想运放，输入输出电阻，KCMR，BW，失调电压，A开环均理想

1.负反馈对于单极放大器一定是加在反相端

2.反相比例放大器有虚地特性，导致加在两端的共模电压为0，同相，差动（用叠加定理分析，同相叠加反相）没有虚地，导致有共模电压，因此需要选KCMR大的运放。

3.加法器，减法器，比例器，都是在上面3个东西应用起来的东西；积分器是反相输入反馈电阻变电容，微分器是，积分器电容电阻换位置；模拟计算器速度要快于PC机

4.微分器对高频干扰特别敏感因此需要在反馈电阻两端并联稳压二极管限制输出电压消除阻塞现象，同时还需要并联电容进行相位补偿

5.对数运算：反相输入的反馈电阻换成三极管，也可以用二极管代替只是三极管便于集成，二极管公式会出现ln，指数运算：是对数运算换位置；利用对数和指数可以实现模拟乘法器，而乘法器可以实现除法和开方，均方根等运算，已经乘法器可以用于调制解调

6.利用反相放大器可以实现欧姆表，也可以用于直流电压表主要是扩展量程以及会有大内阻的优点

7.电压比较器：没有反馈或正反馈（施密特），用于过零比较或者削波

8.迟滞比较器：背靠背用于稳压输出，正反馈导致比较点不再是最开始那个而是分压值又叫上下限阈值电压，用于干扰严重的应用，称为施密特触发器

9.多谐振荡器：RC作为负反馈，改善施密特，三角波是矩形波经过积分器

10.正弦波发生：RC选频（谐振）再利用文氏桥振荡电路正反馈放大噪声，另外还要LC，石英选频

1.稳压管稳压电路；整流滤波电路与稳压电路相连

2.串联反馈式稳压电路：利用比较放大器

3.共射，输出电阻大，输入也较大但是没那么大，所以常用做中间放大级，共集输入输出或隔离；共基输入输出电阻均不好但是高频好带宽宽；共集共射均为同相

4.线性失真：相位失真（指时延），幅度失真（指放大倍数变了）

5.非线性失真：削波

1.7815输入减输出就是他的电压，得到电流就可以算他的功耗，

如果不接地去接分压网络Uo=（1+R2/R1）Uo撇，下/上。7812的Uo撇是12V