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为了避免图2所示的电源的缺点，发明了开关模式电源。它们不依赖于50 Hz或60 Hz交流电压，而是采用直流电压，有时采用整流交流电压，产生更高频率的交流电压以使用更小的变压器，或在非隔离系统中，使用LC滤波器整流电压，以产生直流输出电压。这样做的效果很好，但对于大多数应用，最好采用对一些参数有一定数字影响的标准模拟反馈环路，例如即时调节误差放大器的增益或动态设置环路补偿参数，以实现稳定但快速的反馈环路。在图9中可以看到，开关模式电源产生的噪声不仅来自于调节后的开关频率，还来自于比频率高得多的开关转换速度。

在此解决方案中，转换器使用 LT8652S的两个通道，在2 MHz的频率下运行，并在8.5 A下产生3.3 V电压，在8.5 A下产生1.2 V电压。通常，FPGA/SoC/微处理器需要多个电源轨，包括用于外围和辅助电源的5 V、3.3 V和1.8 V，用于DDR4和LPDDR4的1.2 V和1.1 V，以及用于处理核心的0.8 V。对于单通道操作，使用该解决方案，在输入电压为12 V时，3.3 V电源轨的峰值效率达到94%，1.2 V电源轨的峰值效率达到87%。电源需要功率，且电源应保持功率密度和性能。

图3a显示两个电源的噪声频谱，图3b显示产生的相位噪声。在这种情况下，当1 MHz电源纹波作为调制杂散出现在ADC的快速傅立叶变换(FFT)频谱输出的载波频率附近时，电源噪声会使SFDR降低约10 dB。备用电源添加一个低通滤波器以抑制高于1 MHz的噪声，添加一个 ADP1764 低压差(LDO)后置稳压器以减少整体本底噪声，特别是低于10 kHz的噪声（主要是SSFM产生的噪声）。这扩大了频谱中LO频率的范围，增加了与载波相对应的偏移频率下的功率密度，从而增加了相位噪声。

降压转换器在扼流圈（电感）中存储电能，反激式转换器采用与之类似的方式在变压器中存储电能。电源的电能等级越高，需要的变压器体积越大，成本越高。低于60 W时，根据电路的复杂性和可实现的效率，采用正向转换器也是比采用反激式转换器更好的选择。如果是实现相同功率，正向转换器所需的变压器体积比反激式转换器所需的体积小。但存在一个缺点，即必须避免变压器线圈在每个周期无意地存储电能，这应由图2中开关Q4和电容C C 的有源箝位布线实现。但是，如此之后，在同等功率水平下，输出电压的纹波会比使用反激式转换器时低。

各种变换器具有不同的结构与参数， 但学者们研究表明， 基本 DC-DC 变换器的小信号交流模型可统一成标准形式， 并能直观地反映变换器的直流电压变换作用、 小信号在变换器中的传递过程以及变换器的低频特性， 这种标准形式被称为标准电路模型， 如图 1-22 所示。如图 1-29 所示的受控电压源和受控电流源也可用占空比为 d 的理想变压器代替， 则可得图 1-30 所示的用理想变压器代替受控电压源和电流源的非理想Buck 变换器等效电路模型， 这就是开关变换器的大信号标准平均模型。

DC-DC 变换器的作用是进行能量传递与变换， 其直流电压的变换包括幅值变换和极性变换。为了实现能量传递和变换， 开关变换器是由采样网络、 控制器、 脉宽调制 （PWM） 环节、 驱动器等控制电路组成系统闭环运行。该系统称为开关调节系统， 它是一个高阶、 离散、 非线性、 时变的病态系统。鉴于开关调节系统的特点， 欲建立这个系统的精确数学模型， 从理论上得到瞬态响应的精确解析表达式是很困难的。近 20 年来， 国内外学者为求解这个系统做了大量的研究， 并取得了许多有实际工程意义的成果。

（1）电流-电压转换电路的结构特点与电路分析在有些电子设备或电子测量电路中，需要将电流变成电压，或将电压转换为电流，这些电路适用于信号转换电路、测量电路以及相关的设备电路中，其工作流程很简单，就是将输入的电量，转换为另一种电量后，再输出。这是一个延时熄灯电路。通过该电路的结构组成和工作流程，可以识读出，12～24Hz的频率脉冲信号送到IC1的②脚，IC1的输出作为触发脉冲加到IC2的②脚，经IC2后输出脉冲的周期与输入信号相同，但脉宽固定。下面就结合实际的变换电路，介绍一下该电路。

（2）自动应急灯电路的分析实例在白天光线充足时，自动应急灯电路不工作，当夜间光线较低时，自动应急灯电路能自动点亮。采用电子开关集成电路的自动应急灯电路见图5-26。该电路主要是由光敏二极管VSL、三极管VT1、开关S、电子开关集成电路IC（TWH8778）、电池、灯泡EL等部件组成的。采用光敏二极管VSL为传感器件，在白天或光线强度较高时，光敏二极管VSL电阻值较小，晶体管VT1处于截止状态，后级电路不动作，灯泡EL不亮；

针对高安全工作区(SOA)优化的功率FET具有数纳法拉的栅极电容，为增加电流处理能力而并联更多FET时，此问题会加剧。然而，如果不清楚振荡的根本原因，设计人员就可能难以在布局中妥善放置栅极电阻，使电路容易受到振荡的影响。本文介绍了寄生FET振荡的理论，通过工作台实验验证了Colpitts模型，在演示板上再现了振荡问题，并使用大家熟悉的解决方案解决了该问题。注意图8中的波形，一旦栅极电压上升到FET的阈值电压，GATE和OUT波形就出现振铃，这是由GATE波形突然阶跃导致冲击电流过冲而引起的。

同样，在频域中，输入信号（图2中的蓝色信号）被(b)调制到斩波频率，在fCHOP由增益级处理，(c)在输出端解调回直流，最后(d)通过LPF。放大器的失调和噪声源（图2中的红色信号）在DC频率通过增益级处理，(c)由输出斩波开关调制到fCHOP，最后(d)由LPF滤波。因此，如果系统需要两个斩波放大器进行差分信号调理，请使用双通道放大器，因为两个单通道放大器在斩波频率方面可能略有不同，因而可能相互作用并引起额外的IMD。因此，具有更高斩波频率的放大器可放宽对LPF的要求，并支持更宽的信号带宽。

这包括采取无形 化措施，即在电源中使用更少、更小、更轻的电子器件。为此，我们可以选择单个封装中包含多个功能的器件，从而减少所需PCB的尺寸，进而降低最终产品制造的能源消耗。这不仅能有效减少现场操作中断，提升系统的可靠性，而且能降低故障的可能性，从而减少频繁更换产品的成本。电池保鲜密封是开关控制器的功能，可以通过断开电池与下游电路的连接来防止电池放电，而在收到电路使能信号（例如来自按钮的信号）后进行连接，如图1所示。这不仅可以延长产品的保质期，还能尽可能降低待机功耗，减少不必要的电池放电，从而减少能源浪费。

本文提出了一种基于ICEEMDAN和长数据序列截 取的雷达生命信息提取算法，将经过预处理的雷 达信号进行 ICEEMDAN 分解，把去掉 IMF 分量两 端各2 s的时间序列作为最终分解结果。并将含噪 的IMF信号进行去噪处理，根据各个IMF信号的相 关性和能量阈值来重构呼吸和心跳信号，通过这 种算法，提高了生命信号的鲁棒性，能从雷达信号 中准确提取呼吸和心跳信号，有效解决了杂波干 扰和噪音的问题，提高了提取信号的真实性和准 确性。通过仿真设计验证了所提方案的有效性和 可行性，具有较好的去噪性能，可应用于医

通过在发射信号中嵌入发射站位置、发射时刻等辅助信息，通信化雷达能够实现无通信链路情况 下双基地探测能力，广泛适用于分布式探测场景。通信化雷达应用于机载平台常需使用中高重频信号，占空比 的约束使得通信化雷达无法在一个脉冲内嵌入完整的通信信息。针对该问题，本文提出了将辅助信息分段嵌入 到脉冲串的信息分段波形设计方法，设计了“两层匹配+两次积累”的信号处理方案，对比分析了该波形的误码率 和输出信噪比，验证了该波形在中、高重频场景下的适用性。分布式探测；通信化雷达；波形设计；信息分段。

本文使用了堆栈自编码器自适应地提取深层 次特征，针对单一域中海杂波与目标回波数据特 征区分度较低的问题，利用时频域特征结合的方 法，将时域、频域分别提取的特征组合为高维特 征，来提高特征的差异性，相较于单一域特征，时 频域结合特征检测概率提高了24.68%。通过实验 验证，选取特征维数为128时，达到最佳检测效果。 同时对于XGBoost网络超参数组寻优问题，引入遗 传优化算法，初始化随机生成50组染色体，设置迭代终止条件为最高适应度值与最低适应度值的差 值小于10-5 ，利用选择、交叉、变异算子迭代更新得

射频层析成像是一种新兴的目标定位技术, 在军事、医疗和安全监控等领域有着十分广阔的应用 前景。本文借鉴延伸射频层析成像理念，提出一种针对空中目标的雷达探测新技术。文章首先分析了射频层析 成像基本原理，在此基础上论述了基于射频层析成像的雷达探测理念，构建了雷达层析成像探测模型，讨论了应 用于大区域空中目标探测时的电磁射线构造方法，分析了雷达层析成像处理权重模型，并完成了仿真实验验证， 最后对该雷达探测新技术进行了发展展望。射频层析成像；接收信号强度；雷达；预警探测。

（2）场效应管放大电路的结构特点与电路分析 场效应管与晶体管一样，也具有放大作用。场效应管是电压控制型器件。它具有输入 阻抗高、噪声低的特点。对场效应管放大电路进行识图前，应首先了解其工作流程，场效应管的 3 个电极，即 栅极、源极和漏极分别相当于晶体管的基极、发射极和集电极，由其构成的放大电路可分 为三种，即共源、共漏和共栅极放大器。场效应管三种组态电路见图 5-14。图 5-14（a）所示是共源放大器，它相当于三极管中的共发射极放大器，是一种最常 用电路。

电源电路的应用十分广泛，它是为各种微电子产品进行供电的电路，电子元器件的选 用不同、组合形式不同，加之电路连接上的差异，使得电源电路结构也均有不同。 （1）线性电源电路 ① 收音机电源电路的实例分析 典型收音机电源电路见图 5-6。 该电路主要是由变压器 T、桥式整流堆 VD1～VD4、滤波电容 C1、 C2 及稳压二极管 D5 等部件构成的，是利用稳压二极管进行稳压的电源电路。 在收音机电源电路中，交流 220V 电压经变压器降压后输出 8V 交流低压， 8V 交流电 压经桥式整流电路输出约

下面以 N 沟道场效应晶体管为例，对其性能的进行检测，具体检测方法见图 3-9。判断结果：·若 R1 和 R2 均能测得一个固定值，则说明场效应晶体管良好；·若 R1 和 R2 趋于零或无穷大，则表明场效应晶体管已损坏；·步骤⑩中指针摆动幅度越大，表明场效应晶体管的放大能力越好，反之则表明场效应晶体管的放大能力越差。若螺钉旋具（或手指）接触栅极（G）时，指针无摆动，则表明场效应晶体管已失去放大能力。

④ 气敏电阻器的识别 气敏电阻器的型号有很多种，了解型号中各字母或数字的意 义，对选用和识别气敏电阻器将很有帮助。气敏电阻器型号的识读方法见表 2-15。气敏电阻器标识的具体含义见表 2-16。⑤ 压敏电阻器的识别 压敏电阻器的型号有很多种，了解型号中各字母或数字的意 义，对选用和识别压敏电阻器将很有帮助。压敏电阻器型号的识读方法见表 2-17。（3）可变电阻器的检测① 阻值可变电阻器的检测　可变电阻器的检测方法见图 2-4。

在导体的两端加上电压，导体的电子就会在电场的作用下做定向运动，形成电子流， 称之为“电流”。在分析和检测电路时，规定“正电荷的移动方向为电流的正方向”。但应 指出金属导体中的电流实际上是“电子”的定向运动，因而规定的电流的方向与实际电子 运动的方向相反。这里可以理解为，正电荷和负电荷的运动方向是相对的。犹如火车和铁 道之间的关系，如坐在火车上看铁道，好像铁道是向相反的方向运动的。电流的形成如图 1-1 所示。提示说明 电流的大小用“电流强度”来表示，用大写字母“ I”或小写字母“ i”来表示， 指的是单位时

该方法在保持天线整体尺寸大小的前提下，通过改变天线表面的电流分布，引入额外的谐振点，从而在特定频段内形成阻带。缺陷地（Defected Ground Structure，DGS）法通过在微带天线的接地面上刻蚀出特定的图案或结构，改变接地面的电流分布，从而在特定频段内形成陷波。加载谐振器是另一种实现陷波的有效方法。同时，随着无线通信技术的不断发展，新的陷波技术也将不断涌现，为超宽带天线设计提供更多的选择。陷波技术旨在通过特定的设计手段，在超宽带天线的特定频段内形成阻带，从而避免与窄带通信系统的频率冲突。

对于长度超过200mm的PCB，需要如图b 在PCB上放置4个mark点，沿着PCB长边的中心线或靠近中心线放置1或2个mark点。选择基准标记的位置后，就可以决定它们的显示方式了。全局mark 点作用是单板上定位所有电路特征的位置，用于区别电路图形和PCB基准，是基于三个网络系统的定位，其中参考点位于左下端 0.0，另外两个在在X和Y轴的正方向。一般来说，阻焊层开口的直径应该是基准裸铜直径的两倍，此外，同一块电路板（全局和局部）上的 PCB 基准尺寸应该一致，变化不应超过 ~25 微米。

在图21中，PCB内的并联或者保护线路是沿着关键信号的线路布放。电路板设计中厚度、过孔制程和电路板的层数不是解决问题的关键，优良的分层堆叠是保证电源汇流排的旁路和去耦、使电源层或接地层上的瞬态电压最小并将信号和电源的电磁场屏蔽起来的关键。总体来说，PCB设计对EMC的改善是：在布线之前，先研究好回流路径的设计方案，就有最好的成功机会，可以达成降低EMI辐射的目标。因为相邻布线层上的平行信号走线会导致信号串扰，所以如果无法避免布线层相邻，应该适当拉大两布线层之间的层间距，缩小布线层与其信号回路之间的层间距。

事实上，使用一对精度为1%的电阻分压器时，分压器有效容差将是分压比的函数，范围在1%到2%之间。使用容差为0.5%的电阻与使用容差为2%的电阻之间的差异，可能会对系统性能产生重大影响，而选择正确的元件可以减少出错的可能性。凭借其提供的功能，加上标准电阻查找器，该电阻分压器工具已被证明对电源设计大有帮助，尤其是可以帮助初涉电源设计的工程师熟悉这一领域。(1) 为目标电压获得最佳匹配的标准电阻对，(2) 求解顶部或底部电阻，以及 (3) 实现所需范围的电压误差（由电阻分压器容差引起）。

在某些应用中，现有的电源电压可以直接驱动负载，无需使用额外的电压转换器。我们假设负载需要24 V电源电压，但是可用的24 V输入电压有时候会升高到38 V，或者降低到15 V，超出负载可允许的电源电压范围。此时，在电源设计人员定义的输入电压范围内，输入电压将直接传送至降压-升压稳压器的输出端。对于可用的电源电压通常在负载的可允许电压范围内的应用，这些优势的作用尤其明显。但是，用户还必须清楚，在直通模式下，不会在定义的电压阈值范围内发生输出电压调节，虽然在许多应用中并不需要进行这种调节。

在5.3V的输入电压下，LTC1733的3.2W功率耗散使结温升到大约105°C，2" × 2"PCB的温度(散热体)约在1.5分钟内达到85°C左右。LTC1733是独立的锂离子电池线性充电器IC，它容许充电电流设置在标称的VIN、VBATTERY和环境温度下，而在某些短暂充电条件下不会出现过高温度。测试表明，在大的4.5W起始功率加到封装时，不良焊接的封装在几秒就达到热反馈温度，而好的焊接装置则要一分钟以上。深放电的电池在全电流的10%时慢慢充电，直至电池电压达到2.48V时充电器再切换到全电流充电。

此时，特别需要注意的是，在某些限制范围内，电源控制环路的控制速度和输出电容的电感是相互关联的。电源控制环路的速度如果更快，那么在负载瞬变之后，只需要更少数量的输出电容即可保持在特定的输出控制窗口之内。电源输出电容一般是100 nF至100 μF的陶瓷电容，它们耗费资金，占用空间，而且，在遇到交付瓶颈的时候还会难以获得。论及此问题，输出电容的两种影响至关重要：对输出电压纹波的影响，以及在负载瞬变后对输出电压的影响。图1. LTC3311 开关稳压器，包含所连接的FPGA对应的输出电容和输入电容。

在整个设计周期中，电源设计通常基本处于设计过程的最后阶段，设计人员需要努力将复杂的电源挤进更紧凑的空间，这使问题变得更加复杂，非常令人沮丧。热回路的电磁辐射骚扰随其面积的增加而增加，因此，如果可能的话，将热回路的PC面积减小到零，并使用零阻抗理想电容可以解决该问题。借助开发Silent Switcher产品组合所获得的知识和经验，并配合使用现有的广泛 µModule®产品组合，使我们提供的电源产品易于设计，同时满足电源的某些重要指标要求，包括热性能、可靠性、精度、效率和良好的EMI性能。

例如，新型LT3094 可用于在极高的PSRR下滤除负电源电压滤波，并具有极低的噪声电平，这一点对于能够敏锐响应电源干扰的应用十分重要。对于开关频率为1 MHz的开关稳压器，LT3094线性稳压器的PSRR约为75 dB。这意味着，线性稳压器的大部分输入纹波会被阻挡，因此线性稳压器的输出纹波很少。此外，线性稳压器的输出电压有自己的闭环回路，因此会进行较好的精确调节。线性稳压器的另外一个重要规格也与无源LC滤波器有所不同，即其本征的由其内部基准电压及内部误差放大器产生的噪声。为此，可使用超低噪声线性稳压器。

这里的一个重要关系是输出电容的大小与开关稳压器IC的响应速度的关系。因此，优化开关稳压器的响应速度可降低系统成本并减少电路的空间需求，因为可以使用较小的输出电容。图2显示了LTPowerCAD用户界面，控制回路以波特图的形式表示，另外还显示了时域中输出电压对负载瞬变的响应。通过巧妙选择电容和电阻，可在控制回路的转换功能中增加极点和零点，以确保最优动态性能和较高控制回路稳定性。已选择的补偿元件连接到ITH引脚，执行负载瞬态测试以检查VOUT的电压变化是否在允许范围内，电压转换器是否稳定地工作。

在正常情况下，未调节的电压轨 VIN (VINS 通过阻塞二极管)为基于U1的转换器（转换器A）供电。在正常情况下，未调节的电压轨 VIN (VINS 通过阻塞二极管)为基于U1的转换器（转换器A）供电。VIN 和 VINS都开始下降。LTC3649是一款单芯片降压调节器，能够在3.1V至60V的输入电 压范围内工作，并可在高达4A的输出电流下高效产生单个电阻可编程输出电压。这里描述的双输出转换器在正常操作条件下用作传统的降压电源，但是在电源中断期间，转换器本身成为能量源，为关键电路保持设定的输出电压。

AC 隔离、VOUT 通电时的反向 VIN 热插拔 (Hot Swap™) 控制 在出现 OV 或 UV 故障之后 (或当 VIN 变至负值时)，输入电源必须返回有效的工作电压窗口并持续至少 36ms 以重新接通外部 MOSFET。只要不超过外部 MOSFET 的击穿电压 (60V)，那么 VIN上的极性反接就不会对VOUT上的20V电源造成影响。在所示的标度上，两者的波形几乎无法区分。而且，两种方法都没有提供针对过高电压的保护 —— 这种保护需要更多的电路，包括一个高电压窗口比较器和充电泵。

除了电压基准共有的特点之外，LT6657 还具备更多的几项优势，包括针对反向电源和反向输出的保护功能，从而可在艰难的环境中提供更加稳健的性能。LT6657 具备的其他特点和性能与区别制造相结合，一定会使其成为许多应用电路的最佳选择，包括实验室测试设备、自动化测试、甚至汽车和工业系统，在此类应用中，高性能与众多特点的组合使其能兼容于众多的系统要求。随着时间的过去，带隙基准的性能有所改善，并在某些场合中超越了掩埋式齐纳基准的稳定性和噪声，同时保持了源于不断增加之特点的灵活性。

但在这里，这不应该是问题，因为电容是通过电荷对电压微分来获得的。然而，许多MLCC的近乎恒定的初始电容即使在中等电压下也会迅速降低，之后几乎保持恒定。在此类情况下，如果仅使用线性模型，则对于较大范围的电容，有效电容会被高估。要实现陶瓷电容器的微型化，就必须在越来越小的空间内实现更高的电容值。为此，具有高介电常数(ε)和越来越薄的介电绝缘层的材料正在被实现，这使得现在有可能在工业级规模上生产高质量的陶瓷层。遗憾的是，介电常数εr = ƒ()是电场强度的函数，因此电容表现出电压依赖性。电容值可由电荷等式替换。

相位裕量可以从增益图中的交越频率处读取（参见图2）。使用的开关频率、选择的外部元件（例如电感和输出电容），以及各自的工作条件（例如输入电压、输出电压和负载电流）都会产生巨大影响。图2所示为波特图中控制环路的增益曲线，其中提供了两条重要信息。对于图2所示的控制环路，这个所谓的交越频率出现在约80 kHz处。通过使用波特图，您可以查看控制环路的速度，特别是其调节稳定性。图2. 显示控制环路增益的波特图（约80 kHz时，达到0 dB交越点）。图3. 控制环路的相位曲线，相位裕量为60°。

将电阻与自举电容CBOOT（提供高边n沟道MOSFET的栅极电压）串联，可减慢开关的开关转换。如果此处还是使用与CBOOT串联的电阻（如图3所示），则也将减慢高边开关的开关转换。开关调节器中的快速开关瞬变是有利的，因为这显著降低了开关模式电源中的开关损耗。在这些集成电路中，可在内部确保：在减慢开关转换时，两个开关不同时导通，因此也不会发生短路，并且在CBOOT路径中都没有电阻。要减慢具有集成开关的同步开关调节器的开关转换，应使用可通过内部电路直接设置开关转换速度的同步开关调节器，例如ADI的。

如图4所示，双热回路的底层的裸露开关节点用铜带屏蔽接地，以显示该较小热回路的效果如何。单热回路在30 MHz以上的CE要低5 dBμV，满足CISPR 25 Class 5标准对峰值和均值CE的要求，而双热回路在FM和VHF频段（68 MHz至约108 MHz）的均值有过冲，如黄色高亮框所示。图3.双热回路和单热回路的EMI比较曲线：(a) 电压法传导发射峰值和均值，(b) 电流探针法传导发射50 mm峰值和均值，(c) 电流探针法传导发射750 mm峰值和均值，(d) 辐射发射垂直峰值和均值。

通过采用该解决方案，输出电压调节非常准确，更重要的是非常快速，即使在负载瞬变很大时也不例外，可允许的工作温度高达125°C硅片温度。，由于集成了电源开关，并采用SOT23封装，IC仅需很少的外部元件，电路的隔离击穿电压仅取决于所用变压器，因此可提供极大的灵活性，尤其是在要求非常高的隔离电压时。对于电气隔离电源，您必须确定电气隔离控制器IC在初级或次级的哪一端将会导通，如果它位于次级端，则必须通过电气隔离提供对初级端电源开关的控制。图2. ADP1071反激式控制器具有集成式反馈路径，可实现非常精确的调节。

不幸的是，线路电阻上产生的电压降取决于负载电流，即流过线路的电流。因此，负载由精度相当低的调节电压供电，而调节电压取决于线路电阻和相应的电流。如果在器件的使用寿命期间，将连接线更换成更长或更短的连接线，则还必须对采用LT6110实现的电压补偿进行相应调整。在一些应用中（例如，实验室电源或需采用较长电缆连接各种元件的电子系统），由于互连线上存在各种电压降，因此无法确保在所需位置点始终提供准确的稳压电压。然后根据测得的电流来调节电源的输出电压，从而能够非常精确地调节负载侧电压，而不用考虑负载电流。

然而，今天领先的环境能量采集技术赋能下，一些看起来更像“永动机”的电子系统却在生活或工业领域获得普及应用，本文以ADI公司的环境能量采集技术的三个应用案例，解读基于能量采集解决方案的现代技术实现“永动机”的方案思路。这是由于存在非磁性材料（空气）间隙。人类对于科技改善生活的探索从来没有停止，而在古代的人类则因为科学知识的欠缺，有不少人陷于并不可行的，今天看起来明显违背科学常识的“科技探索”，大概“永动机”是其中最常见的人类普遍“迷思”——一种不需要外界输入能量或者只需要一个初始能量就可以永远做功的机器。