m0_59329334的博客

原创 关于产生PWM波的发生电路的学习记录

电源VCC通过RA,RB给电容C进行充电，在2号引脚低于1/3Vcc时，输出高电平，1/3Vcc-2/3Vcc时，依旧是输出高电平，当高于2/3VCC时，Vo1为高电平，输出为低电平，Q1导通，电容通过Rb进入7好引脚进过Q1放电到地。对应到该NE555来说，RS锁存器S为1时，2号引脚的电压低于1/3Vcc,S为0时，2号引脚的电压高于1/3Vcc.同样的，R要为1时，6号引脚的电压得高于2/3Vcc，R为0时，要求6号引脚的电压低于2/3Vcc.因此可以得NE555的输入输出关系表。

原创 关于电感的基本参数的学习记录

在噪声敏感的应用中应使用半屏蔽或全屏蔽的电感，还要让敏感电路和回路远离电感。特别是VO到FB的走线，特别要避开电感，二极管，特别不能和电感平行。3. 额定电流Irms,指电源产品的应用额定电流，也称为温升电流，即产品应用时，表面达到一定温度时所对应的DC电流。电感由于有电阻损耗所以会发热，在热量不损坏电感的情况下，最大允许持续流过的电流。精度、通流能力（Irms）、直流电阻（DCR）、自谐振频率（SRF）饱和电流（Isat）4. 自谐振频率(SRF）由于电感中的寄生电容，电感和自身的寄生电容有谐振频率。

原创 稳压管串联电阻的选取

串联电阻最大选取为Rmax= （12-3.3）/1mA=8.7K，此时虽然稳压管达不到额定值，但为了可靠点留点余量取成额定电压3,.3V来选取。由该曲线图可知，小于5.6V的是需要满足5mA的稳压电流才能正常工作，大于5.6V的甚至都用不到2mA.该举例中3.3V的，需要5mA。Imax=Plot/Vzt=150mA，这个值是稳压管能承受的最大电流，超了就可能会损坏稳压二极管。以这款稳压管进行举例说明，在输入12V电压，稳压管的串联电阻的选取。该电路图的情况下，稳压管动作需要的电流为Izk=1mA。

原创 估算变压器能否绕的下

理论上，若N*Π*r²=Π*R²,则R=sqrt(N)*r，这里的r是实际铜线最大完成外经。实际上，小线转大线，因为多股线并不是形成一个完整的圆圈，中间还有很多空隙，所以还要乘以一个因子1.3225，则N*Π*r²*1.3225=Π*R²，得R=1.15*sqrt(N)*r.该图是变压器的PQ4010的骨架，可绕的骨架宽度为（36-17.5）/2＝9.25，长为25.5。估算线径长度的方法，如图，我想知道这些导线绞合形成的椭圆的经验计算。像该图的骨架，可以一层平整的话，可以绕下25.5/R，

原创 输出纹波是什么及如何测量

如果带有接地线，由于开关电源的切换会在空间产生大量的电磁辐射，而示波器探头的长长接地线又恰好相当于一根天线，会把空间中的电磁干扰引入到纹波当中，造成纹波的测量值虚高。纹波：由于直流稳定电源的电压波动而造成的一种现象。因为直流稳定电源一般是由交流电源经整流、稳压、滤波等环节组成，由于滤波不彻底，遗留有交流成分，这种叠加在直流稳定量上的交流分量称之为纹波。因为电源纹波的幅值一般比较小，如果设置为10:1，信号衰减十倍进到仪器，再通过数字计算放大十倍，这个过程会放大很多噪声，带来干扰，导致测量值偏高。

原创 铝电解电容使用寿命

（理解，自己分解及与氧化膜反应，温度越高可以加速反应速率）电解电容内部的温度，取决于环境温度（周边器件的温度）和纹波电流（ESR，当纹波电流较大时，这个ESR可以产生热量，导致电解电容会主动发热）翻看电容的规格书，有个参数叫最大纹波电流。这个反应速率是很慢的，啥时候电解液没了，电容也就失效了。温度升高，化学反应速率增大，一般来说，当所处环境温度每升高10°C，化学反应速率（K值）将增大2-10倍，即电容工作温度每升高10°C,电容寿命减小一倍，电容工作温度每降低10°C，其寿命增加一倍。

原创 串口通信与RS485

非常好的一篇文章，把RS485讲的蛮清楚的。https://mp.weixin.qq.com/s?__biz=MzkzMzE5Nzk1MA==&mid=2247485051&idx=1&sn=0f4ddeb08460628cce6f923d1ff84ba5&chksm=c3de5fbb352b8501645e2b61f62afd2318d0fd8646db79355d7cace61a01830a0dc43e04c546&mpshare=1&srcid=1113YuaQilKtmFo39gcHCyZH&sha

原创 维也纳PFC电路原理理解

就是两个Boost电路做差分。

原创 驱动芯片退饱和保护

在功率管工作正常的时候，即如图figure 2所示，此时的电流流向如图中的蓝色标识，在正常导通时候，其VCE两端的电压可能为2V. 芯片内部的上拉电流源Ichg电流从DESAT端口流出，通过Rlim和Dhv流到IGBT。而SIC MOS短路的时候，由于Id急剧上升，且Rds(on)与Id是正比于的关系，随着Id的增加，Rds(on)也增加，进而导致Vds压降增大。从外围电路的角度来看，对短路检测时间影响最大的因素就是Cblk电容，给这个电容充电的时间直接决定了DESAT电压到达阈值的时间。

原创 SIC MOS的保护方式

由下面图可看出，MOS的增长曲线是凹函数，而IGBT的增长曲线是凸函数。该方法的缺点在于功率损耗。在大功率系统中，大电流会在分流电阻器上产生较大的功率损耗。在小功率系统中，需要更大的电阻来确保检测信号的准确性，这也会在小功率应用中产生损耗并降低效率。一方面，SiC MOSFET 的转换电压通常非常高，因此无法限制电流。对于 IGBT，去饱和阈值电压通常设置在转换电压附近，因为之后电流几乎可以受到限制，以便 IGBT 能承受更长的时间。例如，几十A的时候，检测电压1V,那么正常工作时带来的功耗将是几十W。

原创 推挽电路（图腾柱）

若驱动小于供电，例如是MCU的电平的话，一般MCU输出的幅值是3.3V，供电电压12V，会出现 1 由于三极管的PN压降，那么给到MOS驱动的只有2.7V左右，不能使得MOS管完全的导通。这是一个错误的用法，如果单独输入是0V或12V，那么该电路看似没有毛病，但是输入信号是变化的，电压信号高低电平的跳变有过渡的过程，所以在某个中间电压时会出现两个管子同时导通的情况，这是要。原因是芯片内部的工作电压为5V（VCC经过芯片内部的线性电源得到5V），由前面对互补推挽的分析得知该结构并不适用于小电压驱动。

原创 峰值电流控制模式和平均电流控制模式

原创 反激电源的RCD吸收电路的估算

原创 Boost的电感，输入电容，输出电容取值选取

原创 达林顿管uln2004a参数及其功耗计算

内部框图中所有的电阻器值均为标称值。100V版本的ULx2003A器件，参考SN75468和SN75469器件的SLRS023数据表。ULN2002A器件专门为使用14V-25VPMOS器件而设计的。该器件的每个输入端都有齐纳二极管和串联电阻，以控制输入电流到安全限制。ULx2004A器件的输入电流要求低于ULx2003A器件,电压要求低于ULN2002A器件。若继电器选用12V供电的，线圈阻值为160Ω的。允许直接从使用6V-15V电源电压的CMOS器件进行操作。什么场合考虑开关时间。

原创 运放常见考量的参数及其意思注意点

例如.有一个OPA277运放本应该加一个10K的平衡电阻，OPA277的IB=0.5nA,不加入这个电阻引入的误差为：0.5nA*10KΩ=5uV可以忽略不计，对于IB很小的精密运放，引入平衡电阻反而会增大噪声，一般可以大胆的略去，也可以保留，但是焊接时用0Ω电阻替代。轨到轨受输出电流的影响，如果负载过小，输出电流过大，则会使输出电压达不到电源轨。在最大输出/输入幅度和供电电源轨间必须有一定的裕量，保证输出不被削顶/底。1 单电源的VCC和GND之间的电压差比较小，输入不是轨到轨的话将限制输入电压的范围。

原创 UCC5320SCDWVR驱动SIC的功耗计算

范围：对于UCC53x0，9.5 V至33 V；对于UCC5350SBD，范围是13.2 V至33 V。驱动功耗可以通过分析器件的电气特性和推荐的电源电压来估算。）：最小值为1.67 mA，典型值为2.4 mA。）：最小值为1.1 mA，典型值为1.8 mA。是输入电源静态电流（单位：安培，A或mA）。是输出电源静态电流（单位：安培，A或mA）。= 3.3 V (或5 V，取决于具体配置)是输入电源电压（单位：伏特，V）。是输出电源电压（单位：伏特，V）。）范围：3 V至15 V。输入电源静态电流（I。

原创 ADUM4146BRWZ-RL驱动SIC的功耗计算

SiC MOSFET的栅极可以粗略地模拟为电容负载。但由于米勒电容和其他的非线性，因而把其电容负载的值等效于5倍输入S。测试条件是在250 mA的条件下进行的。这些值是在特定的测试条件下测量的，例如在250 mA的测试条件下。是估算的电容值，等于SiC MOSFET的输入电容。的阻值范围是介于470 mΩ到807 mΩ之间。）将介于471 mΩ到975 mΩ之间。分别是PMOS和NMOS的导通电阻。是ADuM4146芯片内部的功耗。是SiC MOSFET的开关频率。是ADuM4146的结温。

原创 双向全桥隔离dc-dc变换器（DAB）

在全功率范围内，零电压开通优化调制方法能够实现双向全桥隔离dc-dc变换器所有开关的零电压开通，来提升变换器的效率，但其调制模式不连续。当变换器两端电压不匹配时，变换器的电流应力和回流功率将增加，软开关范围将变窄，变换器的效率显著降低。在轻载时，这两种电流优化调制方法采用相同的调制模式；在重载时，最小电流有效值调制方法具有两种调制模式，而最小电流应力调制方法只有一种。双向全桥隔离dc-dc变换器（DAB）和Buck/Boost不同，该变换器通过交流电感进行功率传输，其调制和控制不适合直接借鉴已有的研究。

原创 【无标题】

驱动芯片退饱和保护（DESAT）的原理为：首先因为MOS管关断时承受很高的反压，检测不了这个，故一般加一个高压的二极管即为图中的Dhv，正常工作时，如图所画，红色线为电流的流向图，此时，Cblk的电位为流过R上的压降+Dhv的二极管压降，SIC漏源之间的一个不大的压降，当SIC MOS短路时，漏源之间的电压变大，Dhv不导通，那么VDD全部加在CBLK上，导致CBLK电压差比正常时高，将这个电压与设定好的参考电压进行比较，高于的话，就会驱动保护，关断MOS。此处的二极管只是用于防反压的。

原创 驱动芯片退饱和保护（DESAT）

驱动芯片退饱和保护（DESAT）的原理为：首先因为MOS管关断时承受很高的反压，检测不了这个，故一般加一个高压的二极管即为图中的Dhv，正常工作时，如图所画，红色线为电流的流向图，此时，Cblk的电位为流过R上的压降+Dhv的二极管压降，SIC漏源之间的一个不大的压降，当SIC MOS短路时，漏源之间的电压变大，Dhv不导通，那么VDD全部加在CBLK上，导致CBLK电压差比正常时高，将这个电压与设定好的参考电压进行比较，高于的话，就会驱动保护，关断MOS。因而短路电流越大，短路承受的时间就越短；

原创 反激肖特基整流二级管及输出滤波电容的设计

直接调试更加快捷，首先确定吸收电容的容量，用示波器测肖特基两端，得到他的一个电压波形，然后在肖特基两端并联一个电容，直至这个波形的震荡周期变为没加之前的两倍，这个电容值就是最大的电容容量，接着在这个电容上串多一个电阻，直至电阻发热量最大，即过流最大的时候，说明这个电阻跟这个电容是最匹配的。最佳的一组电容跟电阻值满足以下几个条件，电阻发热量最大，输出效率最高，波形尖峰最低。其中Vor = (Vo + Vf)*(Np/Ns)2 电流计算: Id >= 4Io，Id为峰值电流。肖特基上面的吸收电路的计算。

原创 变压器绕线完成之后要做的事

高频变压器在工作时，如果漏感过大，会导致磁芯的磁通密度增加，当磁通密度超过磁芯的饱和磁通密度时，磁芯就会进入饱和状态。2 测验同名端是否正确：两绕组首尾相连，测试连接后的总感量，是否比感量大的那个绕组还大。如果是，那么是同名端。为什么这里有个中心抽头，可能它是先绕NP1,然后绕次级，然后绕NP2的，所以就会有个中心抽头。1 调整感量：测主绕组电感量，通过磨气隙或垫气隙，测得感量没错以后，用胶带封装磁芯。3 测试漏感：短路输出绕组和VCC绕组，测试主绕组的电感量，测出来的感量就是漏感。如何测量变压器漏感？

原创 反激变压器的设计要点

从图中来看，我们可以模仿开关电源的工作机理，在原边加上100K的高频信号源，在副边点位静点接EMI测试的50Ω的电阻，一旦这个电阻检测到有电压了，就说明EMI的共模干扰进来了，右边是通过网络分析仪去测这四个端子的情况，得到右边右上角的一个曲线，后面有一个翘起来的点，这个是谐振的问题，看这个电流IL，随着频率的变化，一直在增长，我们取得的电压实际上是这个电流，这个近似与一个对数直线，通过这个曲线可以分析出来CQ是多少，这个是一个等效的CQ，不是很高也就是说我们的磁芯的损耗是多少）欢迎指出不足错误之处。

原创 反激变压器的漏感及其测量方式

绿色圈的是气隙，蓝色的弧线是那个线包，变压器的漏感，主要由磁力线向空气中散发，没有构成回路，线包自身的磁场，不参与能量传输，还有气隙等。中间的气隙，由于此处磁力线穿过空气的导磁率很低，不容易通过，磁阻较大，你要是把气隙磨大，他就会磁阻大，那么你通电流，就没那么容易饱和（为什么电桥选择100KHZ，一般反激工作频率在45KHZ-200KHZ之间，选择100KHZ更加接近真实的情况。为什么这里有个中心抽头，可能它是先绕NP1,然后绕次级，然后绕NP2的，所以就会有个中心抽头。如何测量变压器漏感？

原创 【无标题】

能量管理系统（Energy Management System，EMS）是一种集软硬件于一体的智能化系统，用于监控、控制和优化能源系统中的能量流动和能源消耗。它基于数据采集、分析和决策支持技术，能够实时监测能源设备的运行状态、能源消耗情况以及环境条件，从而实现对能源的高效管理和优化。电能变换PCS（储能变流器）：AC/DC、DC/DC双向电能变换、充放电、逆变并网等。电芯/包堆 BMS:电池过充、过放、过热保护、平衡管理、SOC预测等。电池/电芯：电极材料、储能介质、高能量密度、本征安全等。

原创 反激电源的类型与特点

接下来看副边整流二极管的输出电流波形Id,MOS管关断，电流波形从大电流一直掉下去，但掉到最后不为0，MOS管开通，Id为0.实际上就是我们不管是原边还是副边，把这两个波形整个过程中，从原边到副边都没有零的时候，所以这个情况我们是叫电流连续的，也就是说开通的时候，在原边的电感的电流波形它是不为零的，那关闭的时候从原边能量积累起来之后，通过副边往输出放电副边的时候从大电流到小电流也没掉到零，这个时候我们叫连续模式。即刚好副边输出电流掉到0的时候，原边的MOS就开通，使得原边的电流往上爬。

原创 反激电源压敏电阻设计

2 通流容量 就是在环境25°的情况下，对于规定的冲击电流波形和规定的冲击电流次数而言的，压敏电压的变化不超过±10%时的最大脉冲电流值。压敏电阻的作用：浪涌防护。在电源出现浪涌冲击时，保护核心器件不受到损坏。其实类似于稳压二极管 瞬间的瞬态波。，虽然压敏电阻可以吸收很大的浪涌能量，但是不能承受mA以上的持续电流。压敏电阻型号 7D471K 含义为直径7，470V，误差10%压敏标称通流量应大于实际通流量，以延长压敏元件的使用寿命。4 结电容 可以用电桥测试。3 插头插入时产生的火花。

原创 热敏电阻的设计

1 额定零功率电阻（R25）：热敏电阻的标称阻值，是热敏电阻在基准环境温度25°时所测得的电阻值。（NTC个头越大这个值越大，就是热容量越大，意味着温度下降越慢。热敏电阻(NTC)的作用：抑制开机时的浪涌电流。防止开机瞬间产生的浪涌电流损坏后面的元件。取值依据:根据对开机的脉冲电流（浪涌电流）小于多少A？NTC是负温度系数的热敏电阻，温度越高，阻值越低。,这个U是指最大输入电压，I为要求的浪涌电流。5 额定功率（一般NTC功率在1-10W左右）热敏电阻型号 5D-9含义为5欧姆，直径9。

原创 开关电源保险管的设计

由于有浪涌电流过来，一般用慢断的，不然以上电，直接就把保险管烧断了。保险丝额定值必须高于通过保险丝有效值电流（一般取1.5-3倍）主要设计点：1 额定电压 2 额定电流 3 熔断时间。一般未加PFC模块其PF值为0.4-0.6。分类：常规 W，快断 F，慢断 T。保险管的作用：过流保护。

原创 反激开关电源的共模电感与Y电容设计

共模电感在差模电流流过的时候，它的磁场是相互抵消的，但由于漏磁跟内阻的存在，可能会造成磁饱和，可以用示波器的电流探头来检测是否进入磁饱和了，在测试饱和电流的时候，最好把共模电感后面的电容断开，从此处的PCB引线出来，用电流探头夹住这两根线读取其作差的电流。一般来说Y电容不要太大，不然的话，漏电流会比较大，导致电感容易饱和，Y电容的取值大小主要也是根据传导测试来确定他的容量的，共模电感是靠他的阻抗来阻止共模干扰的，共模干扰的频率越高，阻抗越大，阻止的能力就越强。机子有他的一个阻抗，噪声源的频率 根据。

原创 EMC的知识

其含义为：设备或系统在其电磁环境中能正常工作且不对该环境中的任何设备的任何事物构成不能承受的电磁骚扰的能力。EMC(电磁兼容性)包含EMI(电磁干扰)和EMS(电磁敏感性)EMI:系统对环境产生的辐射/排放电磁波造成的影响情况。EMS:系统对环境的抗干扰能力。EMC整改的几个技巧。

原创 开关电源的三圈两地指

三圈两地：三圈是指 输入回路，输出回路，控制回路主要是驱动回路跟采样段，两地指高功率地跟低功率地。

原创 电烙铁焊电阻时的温度

贴片电阻焊接温度主要取决于用的锡线的线径及熔点，所以焊接温度一般在150左右，但是有高焊锡，在350°。

原创 反激中整流桥堆跟输入电容的设计

由于整流桥是将正弦输入整成两个半波，电容比较大的话，储能能力比较强，掉电比较慢，经整流桥之后的电压波形会比较平整，反之，电压波形会较抖类似严重的话会像三角波那样。同时由于二极管的单向导电性，即正向有压降才会导通，因而当选用较低容值的电容时，由于掉电比较快，那么他的导通时间会较长，故而功耗会较大，至于具体的功耗大小根据你的导通时间下的面积。,那么你的C较大，电源启动的时候瞬间的浪涌电流会很高，容易将过流保险丝跟NTC热敏电阻冲坏，但是若是电容容值较小的话，由于其放电快，纹波太就会很大。

原创 有源功率因数校正电路的拓扑结构

由于PFC本身所关注的是怎么样使负载从电网中获取的电流呈现正弦波的形状，因此PFC部分关注的是输入电流的状态，BUCK变换器，其电感的位置在输出端，故当开关管开通时有连续的输入电流，当MOS管关断时，将没有输入电流，因此输入电流将呈现一个脉动（断续）的状态.Boost变换器，其电感的位置位于输入端，故不管开关管开通还是关断，输入电流都呈现一个连续的状态.同理Buck-Boost其输入电流的状态同Buck电路一样时断续的.图2-2常见的DC/DC变换器拓扑结构。

原创 有源功率因数校正的控制方式

平均电流控制也称为三角载波控制，这种模式下的电流工作波形如下图2-3-3所示.是在峰值电流控制的基础上发展起来的一种电流控制方法，是双环控制系统，即一个电压环和一个电流环进行控制.工作机理为：输入整流电压和输出电压的误差作为基准电流，然后通过控制电路中的电流环来调节输入电流的平均值，从而达到输入电流波形跟踪输入电压波形。根据上一节的分析，最终采用Boost变换器，而Boost变换器根据电感电流是否连续，主动式APFC可以分成3种模式：CCM，CRM(BCM)，DCM。(2)电流峰值对噪音敏感；

原创 有源功率因数校正电路的拓扑结构

由于PFC本身所关注的是怎么样使负载从电网中获取的电流呈现正弦波的形状，因此PFC部分关注的是输入电流的状态，BUCK变换器，其电感的位置在输出端，故当开关管开通时有连续的输入电流，当MOS管关断时，将没有输入电流，因此输入电流将呈现一个脉动（断续）的状态.Boost变换器，其电感的位置位于输入端，故不管开关管开通还是关断，输入电流都呈现一个连续的状态.同理Buck-Boost其输入电流的状态同Buck电路一样时断续的.图2-2常见的DC/DC变换器拓扑结构。

原创 驱动电路的设计

C1是滤波电容，减小供电电源的杂波，D3为自举二极管，C2为自举电容，R1是驱动电阻，D1是防止关断时MOS存储能量的寄生电容放电导致MOS管误导通的一个放电回路。接下来说明下驱动电阻的如何取值，这关系到MOS的驱动能否正常。由于该电阻阻值较大，对于mos管的开关瞬态工作情况基本没有影响，因此在后文分析mos的开关瞬态时，均忽略Rpd的影响。图 3.7中红线为MOS管开通时的驱动电流流动方向，当MOS管开通瞬间，VCC通过驱动电阻给Cgs充电，如图3-2所示（忽略Rpd的影响）。图 3.6 驱动电路。

原创 电压反馈环路光耦及TL431的电路设计

由于TL431跟光耦的结构是一个环的运放，在没有这个反馈电路的时候，他的放大倍数是最大的，当100HZ的进来的时候，这个电容相当于开路，那么这个放大器就相当于开环，因而低频段得到增强，高频时即芯片工作的频率.高频时，容抗会减小，相当于电路引入的积分负反馈，因此高频时电压增益会下降，故高频的噪声干扰就会经过这个反馈后得到削弱，保证电路工作稳定。在输出端加一个动态负载，接着用示波器刷这个输出的电压，看满载跟空载的电压跌落情况，（一般带载电压会掉一些，空载会高一些）接着，看输出波形在跳变的时候，有没有震荡。