射频能量收集系统设计

射频能量收集系统在低功耗电子设备中的设计与实现

引言

低功耗设备的能量需求由化学电池提供。但电池寿命有限，且大多数情况下难以或无法更换或充电这些设备的电池。当低功耗设备位于难以接触的环境时，这在人工、时间和成本方面成为一个大问题。1–4此外，化学电池含有重金属，可能污染环境。5能量收集系统克服了电池更换的问题，并消除了系统对外部电源的依赖，使系统实现自供电。6存在多种类型的能量收集系统，如光伏、风能、热电、振动和射频（RF）。7–12

近年来，射频能量收集系统已成为电池的替代或补充能源。这些系统能够捕获环境中的周围射频信号。由于无线传感器网络（WSNs）、移动基站、无线局域网（WiFi）系统、电视和广播基站、无线路由器以及其他无线系统的普及，射频信号的数量和强度正在持续增加。因此，射频能量收集系统正变得越来越受欢迎且效率不断提高。此外，与其他能量收集系统相比，这些系统受天气条件的影响要小得多。然而，它们也存在一些缺点，例如功率密度较低且更为敏感。例如，振动能量收集器的功率密度为100 微瓦/平方厘米²，而在射频能量收集器中，该值下降到10 微瓦/平方厘米²或更低。15

许多研究已开展以探究射频能量收集的可行性，对于靠近和远离射频源的区域均适用。一些无电池设备由来自WiFi、全球移动通信系统（GSM）和数字电视（DTV）频段以及周围移动电子设备的环境射频能量供电。Gunathilaka等人利用GSM信号成功驱动了一台计算器。Mikeka等人在DTV频段下实现了18.2%的能量转换效率，输入功率电平为 −20 dBm。Alneyadi等人设计了一种工作在WiFi频段的射频能量收集器，用于为工业或住宅环境中的传感器节点供电。该收集器包含多个微带贴片天线、一个功率合成器、一个格赖纳赫整流电路和一个用于储存所收集能量的超级电容器。

Arrawatia等人设计了一种可从900 MHz基站获取电能的射频能量收集器。他们使用了不同级数的电压倍增器，在0 dBm输入功率下产生了约41 μW的功率。在信号强度较弱且获取功率较低的地点，一些研究人员设计了宽带射频能量收集器，能够从不同频率的信号中产生电能。但这些设计过于敏感，且电路尺寸较大。

射频源产生的功率与其入射功率水平、信号频率、天线以及电路的效率有关。在这样的系统中，获取功率可通过弗里斯方程计算，如公式1所示。

$$
P_r = P_t G_r G_t \left(\frac{\lambda}{4\pi R}\right)^2 \quad (1)
$$

其中，$P_r$ 是获取功率，$P_t$ 是发射功率，$G_t$ 是源天线的增益，$G_r$ 是接收天线的增益，$\lambda$ 是发射信号的波长，$R$ 是源与接收器之间的距离。

发射功率水平对这些系统非常重要。信号强度随距离迅速衰减，因此转换电路必须设计得非常谨慎且高效。另一个影响效率的因素是天线。为了实现高效率，应选择高增益天线，而如果宽带天线具有更高的增益，则可能更优。因此，即使在较低效率下，也可以从目标频率以外的不同频率获取能量。为此，可以采用特殊天线设计，或使用商用天线，例如环形、八木‐宇田和直导线型28。然而，通常情况下，商用多频段天线会增大电路尺寸。

图1显示了一个基本射频能量收集系统的框图。通常，射频能量收集系统由匹配网络、倍压器以及负载和/或存储单元组成。然而，这些系统有时还可以包括其他组件，如转换器和变压器。匹配网络对于提高获取功率至关重要，因为为了从系统中获得最大功率，需要使源阻抗和接收端阻抗相等。

射频系统提供的功率和电压较低，且射频信号为交流信号。为了减少二极管带来的损耗并实现射频信号的整流，通常使用电压倍压器。存储单元是可选的，因为生成的功率也可以直接供给负载。

本工作的目标是设计一个合适的射频能量收集系统，并为低功耗设备提供电力。本文结构如下：在“射频到直流转换系统”部分介绍了射频能量收集系统架构，在“仿真与实验结果”部分展示了仿真与实验研究，最后在“结论”部分给出了若干结论和未来工作的展望。

射频到直流转换系统

通常，射频到直流（DC）转换系统由两个模块组成，其中之一是倍压电路，另一个是阻抗匹配网络。在本研究中，由于分析简单，采用了迪克森倍压器拓扑作为射频到直流转换器。选用HSMS‐2852肖特基二极管以支持高频下的快速开关。为了从系统中获得最大效率，在系统中增加了阻抗匹配电路。仿真通过安捷伦高级设计系统（ADS）进行。

在射频到直流转换系统中，为了获得更平滑的直流电压，可以在倍压器的输出端添加一个额外的滤波器。然而，该滤波器会增加电路的尺寸和成本。

倍压器和射频肖特基二极管建模

射频信号是交流信号，且幅度太低。倍压电路可提高电压，并将交流电压整流为直流电压。常见的倍压器类型包括迪克森、维拉尔和格雷纳赫电路。本设计采用迪克森电压倍增器实现射频到直流的电能转换。该倍压器每级由两个二极管和两个电容器组成。本文采用两级电压倍压器称为电压倍增器，因其易于分析和较小的电路设计而更受青睐。

图3显示了系统效率依赖于迪克森电压倍增器的级数。该图是使用ADS软件对1到12级的不同级数电压倍压器进行仿真得到的。在仿真过程中，向具有不同级数电压倍压器的系统施加了恒定频率的输入信号。级数的增加并未引起效率的显著变化。然而，这种增加可能导致电路变得庞大且昂贵。

在射频能量收集电路的设计中，二极管的选型具有至关重要的意义。为了在低输入功率水平下也能高效工作，二极管必须具备快速开关速度、低正向压降和低结电容。因此，选用了HSMS‐2852肖特基二极管，因为其正向压降为0.15伏特，电容为0.3皮法。29这些二极管在诸如 −20 dBm之类的低输入功率水平下尤其高效。

二极管的阻抗取决于二极管结及其连接负载提供的电阻和电容阻抗。30此外，HSMS‐2852肖特基二极管封装包含两个串联二极管。本研究中，电压倍增器仅使用了两个二极管封装和四个电容器，因此系统并不笨重。裸肖特基二极管的等效线性电路模型如

图4中的等效阻抗可表示如下：

$$
Z_D = R_s + \frac{R_j}{1 + j \omega R_j C_j} \quad (2)
$$

其中，$Z_D$ 为二极管总阻抗，$C_j$ 和 $R_j$ 分别为结电容和结电阻。完整的二极管建模还应考虑封装电感和电容。

$R_j$ 由29给出，

$$
R_j = \frac{8.33 \times 10^{-5} \cdot N \cdot T}{I_b + I_s} \quad (3)
$$

其中，$I_b$ 是以微安为单位的偏置电流，$I_s$ 是以微安为单位的饱和电流，$T$ 是温度（开尔文），$N$ 是理想因子。

温度和饱和电流是决定二极管阻抗的两个重要参数，它们具有可变特性。因此，二极管的阻抗具有非线性。例如，当输入功率较高时，二极管的温度升高，导致阻抗发生变化，效率降低。

匹配网络

最大功率传输定理指出，当负载获得最大功率时，最大功率被传输到负载，前提是源阻抗等于负载阻抗。在包含电阻性和电抗性阻抗的系统中，源和负载的实部和虚部应彼此相等。射频能量收集电路应具备的特性之一是最大功率传输。由于二极管的非线性行为取决于饱和和辐射电阻，电路阻抗会随输入功率电平和频率而变化。因此，可以通过估计近似的工工作频率和输入功率电平来使用适当的阻抗匹配电路。

即使阻抗匹配参数的微小变化，也会显著影响系统效率达到最大值时的频率。在本研究中，L型阻抗匹配电路由一个串联电感和一个并联电容组成。本工作使用了具有50欧姆电阻性阻抗的射频信号发生器，因此射频能量收集电路的阻抗为50欧姆。

应采用阻抗匹配电路以实现最大功率传输，尤其是在低功率电平情况下。通常，射频到直流转换系统能够在低输入射频功率电平下工作，因为环境中的射频信号非常微弱。因此，需要使用阻抗匹配电路从系统中获取更多功率。

阻抗匹配过程有多种类型。在本研究中，选择了L型阻抗匹配电路，因其结构简单，且该电路足以满足本设计的阻抗匹配过程。电路中的元件由软件确定。 S(1,1) 图和 (b) 系统的史密斯图。)

图5a和b分别显示了通过ADS软件获得的设计的S(1,1)图和史密斯图。该配置仅包含一个电感和一个电容。因此，该阻抗匹配网络仅引起一个电路尺寸略有增加。在本研究中，可使用单频带射频能量收集电路实现此类匹配。阻抗匹配元件通过仿真和先前的理论研究31获得，并考虑了谐振频率。谐振频率确定为900兆赫，与系统的输入频率相同。

仿真与实验结果

使用ADS软件进行了仿真。通过改变负载电阻、输入频率和输入功率电平等变量，观察了系统的响应。实验工作是基于仿真获得的数据进行的。在实验中，使用Hameg HM8135射频信号发生器在目标频率和电平下提供输入功率。该信号发生器可产生频率达3 GHz、功率电平在 −120 dBm至13 dBm之间的射频信号。射频信号通过Hameg HMS3000频谱分析仪进行观测。使用罗德与施瓦茨公司的R&S ZVL13矢量网络分析仪（VNA）对能量收集电路进行调谐。国家仪器公司的NI USB 6351数据采集卡用于传输器件输出的电压数据。系统将所有实验输出结果汇总到LabView软件中。 实验装置。(b) 射频能量收集器。)

图7显示了在0 dBm输入功率和900 MHz频率下，系统效率和负载电压随负载电阻的变化情况。从图中可以看出，当负载电阻在10 kΩ到20 kΩ之间时，系统的效率和负载电压较高。因此，负载电阻是影响系统效率的重要因素之一。为了实现最大功率传输，连接到系统的电路的阻抗必须已知。如果连接到系统时产生最大效率的负载与实际负载不匹配，则应在系统负载前添加第二个阻抗匹配电路。

图8显示了在10 kΩ负载电阻和900 MHz频率下，系统效率随输入功率电平从 −50 dBm到13 dBm的变化情况。频率保持在900 MHz恒定不变，在仿真和实验研究中，输入功率电平均从 −50 dBm扫描至13 dBm。在效率方面，实验结果与仿真结果之间的差异较小。造成这种情况的主要原因是系统过于敏感。尽管已实现了精确的阻抗匹配，但在测量过程中仍可能发生微小的阻抗变化。在这种情况下，系统的谐振频率会上下偏移，从而导致系统效率下降。当输入功率为 −20 dBm时，效率约为25%，并且随着输入功率的增加而提高。然而，当输入功率电平达到>5 dBm时，效率开始下降。造成这种情况的最重要原因是二极管是为低功率电平设计的。二极管的效率会随着功率增加而提高，直至达到其设计极限——二极管的反向击穿电压。当二极管上的反向电压大于击穿电压时，二极管的效率迅速下降，部分输入功率在二极管中转化为热量。从图8可以看出，该电路和二极管适用于输入功率电平低于5 dBm的情况。然而，由于环境中射频信号强度较低，这一功率电平通常已足够。如果输入功率电平降至−30 dBm以下，效率将下降到10%以下。在这种情况下，该输入功率电平下可获得的功率约为0.1 微瓦。因此，在输入功率过低的位置使用所提出的射频能量收集器较为困难。在这些地方，可以将两个或多个系统相互连接，或使用能够在不同频率同时收集能量的系统。

图9显示了在0 dBm输入功率下，负载电阻（10 kΩ）上的电压随输入频率的变化情况。在仿真和实验研究中，输入功率固定为0 dBm，频率从0 MHz增加到1500 MHz。在约900 MHz时获得最大电压，因为阻抗匹配过程是针对该频率水平实现的。选择900 MHz频率是因为大多数全球移动通信系统工作在该频段附近的频率均在此范围内。通过调整元件参数，可轻松改变此能量收集器的有效工作频率。然而，该电路在10 MHz至1200 MHz之间的效率处于可接受水平。这种情况使得电路能够在低频下工作，并能从数字电视（DTV）发射机中获取能量。

结论

射频能量收集电路有潜力为低功耗电子设备供电，以替代化学电池。与其他能量收集系统相比，射频能量收集器受天气条件的影响要小得多。在射频能量收集系统中，由于环境中的射频信号较弱，因此应使用阻抗匹配和倍压器电路。该系统已进行了仿真，系统原型正在制造中。仿真结果与实验结果之间具有良好的一致性。

决定该系统获取功率量的最重要参数之一是输入功率电平。所提出的系统可在高于 −30 dBm的功率电平下工作。影响系统效率的其他参数包括输入射频频率、元器件选择、阻抗匹配以及电压倍增过程。该系统可以实现设备无电池运行，或延长设备的电池寿命。