超低功耗高带宽电流镜设计

Ul具有增强带宽的超低功耗电流镜设计

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关键词 ：电流镜[CM]带宽输出电阻 输入电阻增益偏置 电流功率
摘要
电流镜是每个模拟模块的基本组成部分。本研究提出了一种新颖的低电压、低功耗且性能改进的电流镜设计。所 提出的电流镜电路具有负反馈和正反馈路径，可在 12 μA输入电流下获得最大输出电阻。该电路在90纳米技术和 0.75伏电源电压下进行了性能验证。所提出的电流镜设计的带宽为748.847兆赫，最小供电电压为0.045伏。此外， 实现了高达250GΩ的输出电阻，相较于基于CMOS的最先进的设计，这是目前达到的最大值。该设计消耗的功 率为19.436 μW，电流传输值为0.016。

1.引言

MOSFET技术已将集成电路中的功耗、能量和晶体管数量降至最低。信号处理的基本模块需要在速度、能量和面积方面进行优化[1,2]。电流镜[CM]是模拟电路设计中的关键组件[3]。滤波器、电流放大器以及使用电流镜实现有源负载和偏置条件的运算放大器（op_amp）[4,5]。最优电流镜设计可提供更高的性能，即带宽、输入电阻、输出电阻、线性和精度[6]。它还被应用于其他领域，如转换器和跨导运算放大器（OTAs）[7,8]。已构建用于高合规性和低电压值的电流镜原理图[9]。通过不同结构配置设计的电流镜包括简单型、共源共栅、威尔逊、自偏置共源共栅电流镜[10]。当使用翻转电压跟随器（FVF）设计电流镜时，三极管区偏置的MOS电阻导致总谐波失真(THD)较低，但时间延迟增加[11]。FVF可通过放大器、并联反馈拓扑构成电流镜；其功耗略高，输出电阻有限，且需要大于1伏的电源电压[12]。零点极点重定位和电平移动技术用于电流镜电路，在低电压下实现低功耗，但带宽和增益值有限[13,14]。文献[13],讨论了采用不同结构配置的电流镜，如自偏置高摆幅共源共栅、尾电流源、三极管区、电平移动、有源反馈、超级共源共栅、补偿技术、体驱动、FGMOS等，并根据不同性能参数（如低电压、输出电阻、输入电阻、带宽、增益、功率）进行分类。还有一些基于电阻的电流镜电路适用于低电压和高输出电阻[15], DTMOS电阻补偿以实现更宽带宽[16],有源输入电流镜以实现高性能[17],忆阻性和电阻性电流镜用于噪声分析[18],体驱动以实现最小输出电压[19]以及紧凑型低压电流镜[20]。
与已报道的电流镜设计相比，提出的CM设计具有最佳性能。与参考文献相比，该设计采用了较少晶体管。[8]本文组织如下：第1节为引言；第2节描述了在90纳米技术下的提出CM设计的完整原理图以及关于输出电阻、输入电阻、带宽、电流传输函数和所提出设计的极点和零点的小信号模型分析。’仿真结果、比较表格和图表在第3节中给出，论文的总体总结/结论在第4节中描述。

2.提出的电流镜设计

提出的电流镜设计改进了该电流镜设计中的低功耗、最大输出电阻和高带宽值等参数。实际上，PMOS晶体管用于为电路的特定支路提供电流。因此，提出的CM设计利用PMOS_1- PMOS_4晶体管、一个带有 NMOSb ‐NMOS_8的电流源I、电阻R1以及图1中的负载电阻RFig. 1。使用晶体管NMOS_5设计了反相放大器(‐A)。其反馈路径如下：通过晶体管NMOS_4、NMOS_6和放大器‐A构成一个负反馈环路；正反馈环路则利用NMOS_1 ‐NMOS_4设计而成。

参考文献[4],限制在于特定条件下电流镜设计的不稳定性。负反馈路径在高输出电压时起作用，而正反馈不起作用，从而带来稳定性的增加。当输出电压值降低时，正反馈起作用，而负反馈停止工作。正反馈有助于在低输出电压时使输出电流达到期望值。在参考文献[5],中，限制在于输入电流增加时工作性能下降。这导致NMOS1和NMOS2的Vds值之间的差异增大。_ _该限制可以通过两种方式补偿。第一种方法是利用强正反馈，第二种方法是使用两个或多个晶体管来补偿此限制。在提出的CM设计中使用了电阻R1、NMOS_7和NMOS_8晶体管。NMOS_8和NMOS_7晶体管的工作由NMOS_1和NMOS_2的漏极电压分别控制。电阻R1的减小导致NMOS_1和NMOS_2上的栅极电压增加。这增加了NMOS_1和NMOS_2上的漏极电压和漏极电流。NMOS_1和NMOS_2上的漏极电压导致NMOS_8和NMOS_7上的栅极电压分别增加。此外，NMOS_3和NMOS_4上的衬底电压增加，从而导致NMOS_4和NMOS_3上的漏极电压降低。因此，NMOS_3和NMOS_4上的漏极电流减少。由于NMOS_1、NMOS_2上的漏极电流增加以及NMOS_3、NMOS_4上的漏极电流减少，输出电流增加。

输入电阻的输入小信号模型 (b) 输入电阻的输出小信号模型)

2.1.输出电阻分析

输出电阻使用图2中的小信号模型电路计算，如下所示：
求解方程(7)和方程(8)，我们得到
Vb1 ¼ gm7VINr07 (9)
Vb2 ¼ gm8VINr08 (10)
Using equation(5),
0¼ Vd4 gm4 þ 1 r04 þ Vs4fgm4 þ gmb4ðgm8r08 þ 1Þg
整理上述方程，
Vd4 ¼ Vs4 r04fgm4 þ gmb4ðgm8r08 þ 1Þg ðgm4r04 þ 1Þ (11)
从方程(6)和(11)，
Iout ¼ Vd4 gm4 þ 1 r04 þ Vs4 1 r01 þ gm4 þ gmb4ðgm8r08 þ1Þ
将方程(11)代入上式并求解，
Iout ¼ Vs4 r01 (12)
假设输出电阻值，

Rout ¼ Vout Iout
将方程（12）和（4）相等并代入来自方程d4的（11）的V值，我们得到
Rout ¼ Vout Iout ¼ r06 r01fAgm6r04ðgm4 þ gmb4ðgm8r08 þ 1ÞÞg ðgm4r04 þ 1Þ ＋1 (13)
电阻 out Ar 01 r 04 r 06gm4gm6 (14)
上述方程表明，与先进水平相比，提出的电流镜设计的输出电阻随着Ag 2 m r03 的增大而减小或增大电流镜设计。该电流镜设计迄今报告了最高的输出电阻。表1以增益和栅‐ 漏端电阻表示输出电阻，并与几种先进水平的电流镜设计进行了比较。
NMOS_1、NMOS_2晶体管作为镜像晶体管，NMOS_3、NMOS_4晶体管作为共源共栅晶体管，NMOS_6晶体管用作输出缓冲器，NMOS_5晶体管通过提供负增益(‐A)起到放大器作用。输入电流提供给NMOS_2的漏极，由NMOS_6的漏极提供输出电流，负载电阻上的输出电压。

2.2.输入电阻分析

通过使用图3和方程(1)–(5)计算输入电阻。假设Vout ¼ 0并将Vd5的值代入方程(4)以求得输入电阻，
Iout ¼ Agm6Vd4 gm6Vs4 (15)
根据图3，节点3处的方程，
I out ¼ Vd4 gm4 þ 1 r 04 ＋ gm1Vd3 ＋ Vs4 1 r 01 ＋ gm4 ＋ gmb4ðgm8 r 08 ＋ 1Þ (16)
由方程(11)可得
V s4 ¼ ðgm4 r 04 ＋ 1ÞVd4 r 04 ðgm4 ＋ gmb4 ðgm8 r 08 ＋ 1ÞÞ (17)
将方程(17)代入方程(15)，
I out ¼ g m6 V d4 A＋ ðgm4 r 04 ＋ 1Þ r 04 ðgm4 ＋ g mb4 ðgm8 r 08 ＋ 1ÞÞ (18)
使用方程(6)和(16)，
I out ¼ gm1 V d3 ＋ V s4 r 01 (19)
将方程(18)和(19)相等，得到

慢速）ii)典型(iii)快速(a)工艺角分析中应用5%的（R 1 , R和宽长比（W/L））变化(b)偏置电流的10%变化 c)温度为 0 C、 75 C和 125 C。)

Vd3 ¼ Vd4 Agm6 ＋ ðgm4r04 ＋ 1Þ r04 ðgm4 ＋ gmb4ðgm8r08 ＋ 1ÞÞ gm6 ＋ 1 r01
整理上述方程，
Vd3 ¼Vd4 fAgm6r04r01 ðgm4＋gmb4ðgm8r08＋1ÞÞg＋ fðgm4r04＋1Þðgm6r01＋1Þ g r01r04 ðgm4＋gmb4ðgm8r08＋1ÞÞ (20)
由方程(1)和(9)，
0¼ Vd3 r03 ＋ gm3Vd4 VIN fgm3 ＋ gmb3ðgm7r07 ＋1Þg
将方程(20)代入上述方程并求解 ,
VIN¼ Vd4 ½ðgm4r04＋1Þ（r01 gm6＋1）½r01r04fgm4＋gmb4ðgm8r08＋1Þg（gm3＋Agm6） r01r03 r04fgm4＋gmb4ðgm8r08＋1Þgfgm3＋gmb3ðgm7r07＋1Þg (21)
此外，VIN ¼ Vd4 ½ N 1 ½ 1 2 DD。
由方程(9)和(2)
IIN ¼ Vd3 gm2 1 r03 Vd4gm3 ＋ VIN 1 r02 ＋ gm3 ＋ gmb3ðgm7r07 ＋ 1Þ
将方程(21)代入上述方程并求解，
IIN ¼ gm2Vd3 ＋ VIN r02 (22)
方程方程(20)和(21)在方程(22)中，
IIN¼ Vd4 N2 ＋ N3 D1 ＋ N1 r02 D1D2 (23)
其中
N1 ¼½（gm4r04 ＋ 1） ðr01 gm6 ＋1） ½r01r04fgm4 ＋ gmb4ðgm8 r08 ＋1Þg（gm3 ＋Agm6） (24)
N2 ¼ fAgm6gm2 r04r01（gm4 ＋ gmb4ðgm8 r08 ＋1Þ）g (25)
N3 ¼ fgm2（gm4 r04 ＋ 1）（ gm6 r01 ＋ 1）g (26)
D1 ¼ r01r04fgm4 ＋ gmb4ðgm8r08 ＋ 1Þg (27)
D2 ¼ r03fgm3 ＋ gmb3ðgm7r07 ＋ 1Þg (28)
Dividing equation(21) by equation(23)，我们得到
上述方程表明，由于gm6 的贡献，所提出的CM设计中的输入电阻可以降低。

2.3.电流传输分析

电流传输分析已在以下方程中展示。从方程(17),(19)和(20)
Iout¼ gm1Vd4 fAgm6r04r01（gm4＋gmb4（gm8r08＋1））g＋½（gm4r04＋1）f（gm6r01＋1）＋1g r01r04（gm4＋gmb4（gm8r08＋1））
使用方程(25)–(27)代入上述方程
Iout ¼ gm1Vd4 N2 ＋ N3 D1gm2 (29)
从方程中忽略较小项后(23)
IIN ¼ Vd4 r02D2（N2 ＋ N3） ＋ N1 r02 D2D1 (30)
将方程(29)和(30)相除并求解，得到
Current transfer λ＝Iout IIN ＝r02gm1 gm2 D2［N2 ＋ N3］ r02D2（N2 ＋ N3） ＋ N1 (31)
在[2,3],电流镜中，由于极点的存在导致工作时最大频率和带宽降低。在提出的电流镜设计中，通过使用NMOS_7、NMOS_8晶体管和电阻R1对频率限制进行补偿。NMOS_7的漏极连接到NMOS_3的体/衬底端。NMOS7的体端和NMOS3的源极连接到_ _NMOS_7的栅极端。此外，这导致所提出设计的3‐dB频率增加。类似地，NMOS_8晶体管的漏极和源极分别连接到NMOS_4和NMOS_1的体端。NMOS_8的栅极端连接到NMOS_5、NMOS_6的衬底端以及NMOS_1的漏极端。另外，还采用了电阻补偿技术，以消除输入阻抗方程中由极点引起的限制。与相关的先前电流镜电路相比，所提出的设计具有更低的输入电阻、更高的带宽和更低的功耗。两个晶体管均具有较低的宽长比（W/L），从而对输出电阻的影响较小。

2.4.增强带宽

使用以下方程计算带宽和小信号增益的值。假设Cgs3 ¼ Cgs4。在不同节点应用基尔霍夫电流定律（KCL）和基尔霍夫电压定律后得到如下方程。
在节点11处，
V g 2 1＋ sC g s2 R 1 ＋ sC g s1 V d3 ¼ gmb3 V b1 ＋ gm3Vd4 VIN（gm3 ＋ gmb3） (32)
在节点13处，
0¼ V d5 sC g s6 ＋ g m5 ＋ V s4 g mb5 sC g s6 (33)
在节点10，
IIN ¼ gm2Vd3 Vd4 gm3 ＋ sC gs4 Vb1（sCbs3 ＋ gmb3） ＋ VIN sCbs3 ＋ sC gs 4 ＋ gm3 ＋ gmb3 (34)
在节点12，
Vd4 sC g s5 gm4 ＋ Vs4 gm4 ＋ gmb4 ＋ sC g s4 ¼ gmb4Vb2 ＋ sC g s4VIN (35)
在节点15，
V d4 gm4 sC g s4 ＋ V s4（ sC bs4 ＋ gmb4）＋ gm6 sC g s6 V d5 ¼ 伏特 s4 sC bs4 sC gs4 ＋ g m4 ＋gm6 ＋ sC gs6 ＋ sC gs8 ＋ g m1 伏特 d3 (36)
在节点14，
I out ¼ gm6（ V d5 V s4 ） (37)
在节点17，
sC bs3 （Vb1 V IN ） gm7 V IN ¼ 0 (38)
在节点16，
sC bs4 （Vb2 V s4 ） gm8 V s4 ¼ 0 (39)
由于采用了电阻补偿技术，形成的方程为
V g 2 ¼ V g 1 1 1＋ sC g s2 R 1
As we know, V g1 Vd3.
V g 2 ¼ Vd3 1 1 ＋ sC g s2R1 (40)
Solving equation(38)
V b1 ¼ VIN（sCbs3 gm7） sC bs3 (41)
Solving equation(39)
V b2 ¼ V s4（ sC bs4 gm8） sC bs4 (42)
Using equation(21), we get
V d5 ¼ V s4 sC g s6 gmb5 sC g s6 ＋ gm5 (43)
将方程(43)代入方程(37)并使用方程(42)
I out ¼ V s4gm 6 gm5 ＋ gmb5 sC g s6 ＋ gm5 (44)
此外， ðgm4 ＋ gmb4 ＋ sC g s4 Þ ≫Cg s3，使用方程(37)和(42)
Vd4 sCgs5 gm4 ¼ Vs4gmb4（sCbs4 gm8） sCbs4 Vs4 gm4 ＋ gmb4 ＋ sCgs4
求解后
Vd4 ¼ gmb4gm8 ＋ sCbs4 gm4 ＋ sC gs 4 Vs4 sCbs4 sCgs5 gm4 (45)
由方程（36）、（42）、（43）和（45）
求解并忽略较小项后
Vd3 ¼ Vs4 sCbs4gm1 sCgs5 gm4 sCgs 6 ＋ gm5 gmb4gm8 ＋ sCbs4 gm4 ＋ sC gs 4 gm4 sC gs 4 sCgs 6 ＋ gm5 ＋ （sCbs4 ＋ gmb4）（sCbs4 gm8） sCg s6 ＋ gm5 sCg s5 gm4 ＋sCg s6 gmb5 gm6 sC g s6 sCg s5 gm4 g s4 ＋ gm4 ＋ g m6 ＋ sC g s6 ＋ sC g s8 sCg s6 ＋ gm5 sCg s5 gm4
V d3 ¼ V s4 sC g s6 ＋ gm5 gmb4gm 8 ＋ sC bs4 gm4 ＋ sC g s4 gm4 ＋ sC g s4 ＋ （sCbs4 ＋ gmb4 ）（sCbs4 gm8 ） sC g s5 gm4 sC bs4gm 1 sC g s5 gm4 sC g s6 ＋ gm5 (46)
将V的值代入d3方程(32)并求解，得到
从方程((32)和(41)以及(45)–(47)和输入电流为
IIN ¼ gmb4gm8 ＋ sCbs4 gm4 ＋ sCgs4 Vs4 Cbs4gm1 sCgs5 gm4 sCgs4 gm4 s5C2 bs3Cgs4Cgs2gm3 s4gm3C 3 bs3gm7Cgs2 2Cgs1 ＋s2Cbs3Cgs1g 2 m7gmb3 Cbs3gm3Cgs1gm7gmb3 s（gm7gmb3） 2Cgs2 ＋ Cbs3 gm2 gm3 ＋ sCgs4 (48)
假设，D ¼ （sCgs4 gm4）fs 5C2 bs3Cgs4Cgs1gm3 s4gm3C 3 mb3gm7Cgs1Cbs3gm3 gm7gmb3Cbs3Cgs4Cgs1 ＋ （Cbs3gm3） 2Cgs1） ＋s2（Cbs3Cgs1g 2 m7gmb3 Cbs3gm3Cgs1gm7gmb3） s（gm7gmb3） 2Cgs1 ＋ Cbs3 gm2g（gm3 ＋sCgs4）。
Dividing equation(44)由(48)除
Ai（s）＝ Iout IIN ＝ gm6 C gs6 Cbs4gm1 sCgs5 gm4 （gm5 ＋ gmb5） gmb4gm8 ＋ sCbs4 gm4 ＋ sCgs4 s＋ gm5 Cgs6 1 D
如果D ≫>1，那么 1=D< 0。它对所提出的电流镜设计影响可忽略不计。假设gm6 ¼ gm 且Cgs6 ¼ Cgs。因此，Aiðs Þ ¼ I out I IN ＝ g m C gs C bs4 g m1 ð sC gs5 g m4 Þ（gm5 ＋ g mb5 ） fgmb4 g m8 ＋ sC bs4 （gm4 ＋sC gs4 ）g（s＋g m5 /C gs ）.Where bandwidth, wo ¼ gm C gs
电流镜已广泛应用于信号处理设备、通信系统等不同领域。带宽值越高，通信系统中从发送端到接收端的数据传输速度越快，数据传输量也越大。如果增益峰值在较低的带宽值处下降，则该设计无法适用于信号处理设备更宽范围的输入和输出。因此，提高带宽对于提升任何设备的性能和精度至关重要。
A ið s）＝ I out I IN ＝ （w0） C bs4gm1 sC g s5 gm4 （gm5 ＋ gmb5） gmb4gm8 ＋ sC bs4 gm4 ＋ sC g s4 s＋ gm5 C g s (49)
所提出的电流镜在s平面中的小信号电流增益或传递函数是一个三阶系统，具有三个极点和一个零点，如图4所示。该系统包含一对共轭极点、一个实极点和一个实零点。实极点和零点的值分别为 Z 1 ¼ gm4 C g s5 ; P1 ¼ gm5 C g s 该设计消除了极点对3‐dB频率或其工作最大频率的影响。

2.5.噪声分析

晶体管NMOS7和NMOS8中的噪声不会影响提出电路的输出，可以被消除。因此，该方程为
输出噪声电流和输出噪声电压是
i2out ¼R2 1 i2n4 ＋ 2i2n2 g2 m1 ＋ i2n1 ＋ 2i2n3 g2 m3 ＋ i2n5 g2 m5 (50)
V2 out ¼ R2 1 1 gm6 jjR 2 i2n4 ＋ 2i2n2 g2 m1 ＋ i2n1 ＋ 2i2n3 g2 m3 ＋ i2n5 g2 m5 (51)
其中iout是输出端的噪声，in1、in2、in3、in4、in5分别是NMOS_1、NMOS_2、NMOS_3、NMOS_4、NMOS_5上的噪声电流。与电流镜设计[5]相比，没有额外增加噪声。提出的电流镜设计可用于低压应用、高精度信号应用和低功耗应用。

3.仿真结果

在0.75伏电源电压下，使用Cadence90纳米技术对提出的电流镜设计进行了仿真。表2描述了MOS晶体管的宽长比（W/L）。提出的电流镜设计’的参数值在表4中进行了详细说明。

表2晶体管的宽长比（单位为 μm）
| 晶体管 | 宽长比（W/L）（单位为 μm） |
| :— | :— |
| NMOS_1–NMOS_2 | 7.2/0.09 |
| NMOS_3‐NMOS_4 | 14.4/0.09 |
| NMOS_5 | 0.27/0.09 |
| NMOS_6 | 4.5/0.09 |
| NMOS_7–NMOS_8 | 0.18/0.09 |

偏置电流源Ib、PMOS_4 和PMOS_1、PMOS_2、PMOS_3 分别提供电流Ib1 ¼ 4 μA、Ib2 ¼ 3.5 μA、Ib3 ¼ 2 μA，且R1 ¼ 50 Ω，负载电阻R为3KΩ。NMOS和PMOS晶体管的宽长比（W/L）被选择为能够从提出的电流镜设计中获得期望或最优结果的值。由于流经两个晶体管的电流值极大，NM0S_1、NM0S_2 镜像晶体管的宽长比调整为 7.2/0.09 μm或80。NMOS_3、NMOS_4 晶体管的宽长比为 ¼ 14.4/0.09 μm或160，因为来自Ib1 和Ib2 的偏置电流不应由于NMOS_3、NMOS_4的宽长比而增加。这不会影响提出的电流镜设计的性能。NMOS_5 的宽长比（W/L）被选为0.27/0.09 μm或3。NMOS_5晶体管提供增益（‐A），并保持输出电流值与输入电流相匹配。NMOS_6的宽长比为4.5/0.09 μm或50，其决定了输出电流值。

MOSFET的长度和宽度显著影响电流值及任何电路设计的工作状态。当宽度增加、长度减小时，输出电流随之增大。因此，采用90纳米长度的MOSFET，因为长度进一步减小会导致设计中引入漏电参数。在电流镜设计中，MOSFET的宽度有所增加，同时保持了宽长比（W/L）。NMOS_7和NMOS_8晶体管的宽长比为0.18/0.09μμm或2。提出的电流镜设计的版图如图5所示。后版图寄生参数降低了输出跨导并提高了提出电流镜设计的带宽。这些参数对提出的电流镜电路的输出电流和稳定性影响较小。图6描述了提出的电流镜电路的输出（Iout v/s Vout）特性。输出电流随输出电压线性变化，直到某一特定电压值，此时输出电流达到约12 μA。当输出电流等于输入电流后，Iout不再随输出电压的增加而线性变化。大多数晶体管工作在饱和区，并实现了其特性。I out 与IIN之间的图形关系如图7所示。图7还显示了输入电流随其他参数（如VIN 、V out ）的变化情况。提出的CM设计的电流传输特性为 0.016。

表3提出的电流镜设计在VDD变化下的不同参数
| 电源电压(in 伏特) | 输入电阻(in Ω) | 带宽(in MHz) | 功率(in μW) |
| :— | :— | :— | :— |
| 0.35 | 180 | 436.291 | 7.917 |
| 0.55 | 48.337 | 595.594 | 14.073 |
| 0.75 | 43.749 | 748.847 | 19.436 |
| 0.95 | 62 | 757.094 | 27.274 |
| 1.15 | 87 | 894.269 | 40.753 |
| 1.35 | 95 | 920 | 46.04 |

表4不同的CM拓扑结构的比较结果
| | 简单 [ 9 ] | 共源共栅 [ 9 ] | [ 5 ] | [ 4 ] | [ 8 ] | [ 7 ] | [ 6 ] | [ 3 ] | 提出的CM |
| :— | :— | :— | :— | :— | :— | :— | :— | :— | :— |
| 电源电压（V） | 1 | 1 | 1 | 1 | 1 | 1 | 0.9 | 0.8 | 0.75 |
| 电阻（ Ω） | 3k | 3k | NA | 3k | 3k | NA | 500 | NA | 3k |
| 带宽（MHz） | 326 | 233 | 132 | 216 | 211 | 402 | 181 | 100 | 748.847 |
| V in， ( min. ) （单位：V） | 0.22 | 0.375 | 0.25@100 μA | 0.058 | 0.059 | NA | 0.05 | 0.115 | 0.045 |
| 电阻 in （单位： Ω ） | 1266 | 333 | 2730 | 12.8 | 10 | 68.3 | 496 | 16k | 43.749 |
| R out （单位： Ω ） | 561k | 4.29G | 578k | 39.5G | 121.36G | 10.5G | 1 M | 320 | 250G |
| 输出电压噪声 ( nV/Hz1/2) | – | – | 7.05176 | 24.386 | – | – | – | – | 7.05176 |
| 总输出噪声 ( fV2/Hz ) | – | – | 0.04973 | 0.594 | – | – | – | – | 0.04973 |
| 功率 ( 以μW为单位 ) | 30 | 50 | NA | 42.5 | 42.5 | 0.965 | 154 | 570 | 19.436 |
| Iin ( 以μA为单位 ) | 15 | 15 | 0–100 | 15 | 15 | 0–250 | 0–100 | 0–9.14 | 12 |
| 技术 | 180纳米 | 180纳米 | 250纳米 | 180纳米 | 180纳米 | 180纳米 | 180纳米 | 130纳米 | 90纳米 |

根据小信号模型分析的公式(13)，Rout与 ðgm4 ＋gmb4ðgm8r08 ＋1ÞÞ成正比。NMOS_8的参数gm8和r08的增加导致输出电阻值增大。此外，从仿真得到的Rout值也高于其他电流镜设计。参数gm8和r08分别是Rin分式中的分子和分母项，因此NMOS_8的参数对Rin的值具有直接和反向双重影响。NMOS_8参数的影响可忽略不计。gm7和r07是Rin分母中的项，其值对Rin产生反向影响。综合考虑所有因素后，根据Rin方程，Rin的整体值有所降低。输入电阻值为43.749 Ω ，小于[3,6]的(16kΩ和 496 Ω)输入电阻。因此，根据小信号模型和仿真结果，Rin的值减小。gm6的值高于Cgs6的值。随着gm6的增加，带宽值也随之提高。所实现的带宽为 748.847兆赫，高于最先进的电流镜电路。根据带宽分析和仿真结果，带宽值更高。

所提出的电流镜设计中的输出噪声在5GHz时为7.05176nV/Hz1/2。输出噪声波形如图13所示。该设计的输出噪声比电流镜设计[4]降低了62.216%。与电流镜设计[5]相比，输出噪声没有增加。相反，所提出的电流镜设计可采用四个电流源或两个电流源配合P型 MOSFET实现。其优势在于使用较少的电流源，因为在未使用P型 MOSFET的情况下，类似转换器等用于生成电流源的器件是必需的。在提出的电流镜设计中，总输出噪声在5吉赫时为0.04973fV2/ Hz。参考文献[4] 中的总输出噪声比提出的电流镜设计高出91.627%。与电流镜电路[5]相比，总输出噪声没有增加。根据输出波形，所添加的模拟和无源器件消耗的最大总噪声可以忽略不计。

提出的电流镜设计的工艺角为：(a)快速，(b)标称，(c)慢速。电流镜电路需要在所有工艺角下进行仿真以覆盖最坏情况。该电流镜设计已在各种PVT变化条件下进行了仿真。在5%容差下对输出波形进行了 W/L、R和R1的变化仿真。输出波形如图9(a)所示，清楚表明该设计能够承受这些变化。图9(b)描绘了偏置电流10%变化时的输出波形。该设计可承受高达20%的偏置电流变化。设计一个能够在系统运行期间承受高温的电路是必要的。提出的电流镜设计可在–150） ℃的温度范围内工作，且不会影响图9(c)中的输出波形。

电路可以采用并联晶体管、串联晶体管、多栅指或单栅指方式设计晶体管。提出的电流镜电路在每个MOSFET中均采用单栅指设计。若采用多栅指设计，则会降低匹配性能、输出波形质量以及晶体管特性。提出的电流镜设计和[19]中均采用90纳米技术进行仿真。提出的电流镜设计的输出电阻达到了GΩ，而其他电流镜设计在[19]中获得的输出电阻值为MΩ。提出的电流镜设计的性能更优。比[19]中的电流镜设计更优。

当输入电流为12 μA时，对参数V(out)和功率进行了100次运行的蒙特卡洛仿真，结果如图12所示。

该设计需要低偏置电流值和输入电流。本文所述的提出的CM电路的所有参数均已制表并在图表中表示。提出的电流镜原理图与相关电流镜电路的比较结果已在表4从数学上以及图10和11以图形方式展示。然而，在输入电阻略有增加时观察到了最优参数值。该设计的整体性能得到改善。

4.结论

本文介绍了一种新型电流镜设计结构。所提出的电路具有显著优点，例如在一定输入电流范围内可实现0.75伏电源电压、高输出电阻、改进的带宽和最小输出电压。该电流镜设计降低了功耗，适用于低功耗、低电压应用。所提出的电流镜设计的3‐dB带宽和功耗分别为748.847兆赫兹和19.436 μW，由0.75伏电源电压获得。采用90nmCMOS技术对电路进行仿真，验证了所提出电流镜电路的有效性。

输出电阻 (b) 功率方面的比较)