13.56MHz三模整流电路

13.56兆赫用于无线供电植入式医疗设备的扩展耦合范围三模整流电路

摘要

在本研究中，实现了一种工作于13.56兆赫、具有宽输入/输出范围的三模整流电路，用于为医疗植入物供电。所提出的新型多模整流电路可在扩展耦合范围内为负载充电，并消除了对对齐磁体的需求。充电过程根据感应耦合线圈之间的距离和对准情况所影响的接收信号电压水平，通过三种不同工作模式实现。对于松耦合线圈，激活电流模式（CM）电路；而对于高耦合比，则采用电压模式（VM）整流。在CM与VM之间，通过激活半波整流模式（HWM）覆盖扩展耦合范围。该整流电路在13.56兆赫下，根据接收器信号电压在单个电路中自动切换这三种模式。该电路采用台积电180纳米BCD工艺实现，有源区面积为0.9 mm²，并通过印刷线圈进行测试。测量结果显示，该电路在接收功率为4至57.7 mW范围内工作，对应的耦合范围为0.10–0.42。在为3.3 V负载充电时，各工作模式的最大功率转换效率（PCE）分别达到51.78%（CM）、82.49%（HWM）和89.34%（VM）。

索引词

电流模式，扩展耦合范围，半波整流，植入式医疗设备，无磁体操作，三模整流，电压模式，无线能量传输。

一、引言

无线功率传输（无线电力传输）常用于人工耳蜗植入体 [1],[2], 视网膜假体 [3],[4], 和神经记录 [5] 等医疗应用。这些植入体在有限体积内需要高功率进行神经元刺激。该功率需求通常由可植入充电电池来满足。然而，电池的能量有限限制了其寿命，并且为了长期工作模式需要定期充电 [6]。

在无线功率传输系统中，电容耦合是中高功率应用（∼数十毫瓦）[7]–[9] 中常用的方法之一。功率和数据传输通过平行板之间的电场实现。对于低中功率应用，更合适的方法是采用电感耦合进行能量传输，其可在有限空间内实现高速充电过程。图1显示了通用的双线圈电感式射频链路系统。在此系统中，发射端（初级侧）的发射线圈（TX）将放大后的源电压传输至接收端（次级侧）的接收线圈（RX），从而使接收信号被整流和稳压后供皮肤下方的植入式设备使用。在功率传输过程中，耦合系数（k）（功率传输速率）受TX-RX线圈尺寸、链路间距、错位以及线圈中心的旋转影响。因此，无线功率传输系统的性能直接受到耦合系数的影响。为了最大化系统性能，传统设备通常使用磁体来实现对准。然而，这些磁体会使植入物与磁共振成像（MRI）不兼容，导致带有植入物的患者在进行MRI扫描前后需要接受医疗手术以移除和重新植入磁体。另一方面，去除磁体后，耦合系数易受线圈间距变化和错位的影响。此外，普通整流电路无法在可变耦合系数下正常工作。对于无磁体无线功率传输系统，需要采用多模整流电路。该多模整流电路应能根据不同输入电平自适应地整流交流信号，以补偿耦合变化。

由于这些限制，根据医疗应用的工业、科学和医疗（ISM）频段规定，整流电路应在6.78兆赫或13.56兆赫下工作[11]。在这些频率下，电路的延迟与开关时间相当，使整流器设计变得复杂。在文献中，针对不同应用提出了多种整流方法。这些研究根据整流方法、工作电压和频率而有所不同。整流方法包括电压模式（VM）整流器[12]、倍压器[13]、无源整流、半波整流器以及电流模式（CM）整流器[14]。

在VM操作中，RX线圈和谐振电容CR在接收端构成LC谐振槽。在[15]–[17]中，通过交叉耦合PMOS开关和有源二极管连接的NMOS对实现交流-直流转换。类似地，[18]和[19]采用相同的PMOS和NMOS组合，并结合有源反馈结构。反馈电路补偿来自比较器的传播延迟，并自适应地改变NMOS开关的驱动器。在[20]中，使用锁存式NMOS对代替交叉耦合PMOS对进行整流。除了有源整流方法外，无源整流器和倍压整流电路也被应用于[21]和[22]。这些方法适用于高耦合系数。尽管该技术可传输大量功率，但由于线圈间耦合减弱导致输入功率下降，错位效应会破坏正常工作。此外，其功率等级（0.5瓦至6瓦）和线圈尺寸使该设计不适用于医疗应用[22]。对于错位或旋转且具有低耦合系数的线圈，采用CM操作来整流交流信号。在此模式下，接收端使用串联LC谐振电路为电池/负载充电。CM已在不同的设计中被报道[23]–[25]。其中[23]旨在提高电压转换比，而[24]则提供一种输出功率极低的设计，无法用于高功率应用。此外，1兆赫[23]和50千赫[24]的工作频率不符合ISM频段对医疗应用的要求。

除此之外，[25]提出了一种升压型CM操作，在6.78兆赫下为1.1伏电池充电。然而，上述单模研究无论是VM还是CM，由于省去了对齐磁体，仅能覆盖小耦合范围。为了实现扩展耦合范围，需要采用混合模式整流电路。混合模式的概念在[26]中提出，通过根据RX上的接收电压在VM与CM之间切换操作来实现。该设计可覆盖0.1–20毫瓦的功率范围，但1兆赫的操作频率不符合ISM频段规定的频率要求。另一种设计[27]消除了VM-CM之间的死区。然而，由于线圈尺寸和工作频率限制，这些电路仍无法用于医疗应用。

在本论文中，提出并实现了一种在13.56兆赫下工作的无磁体扩展范围三模整流电路，用于为植入式医疗设备供电。该设计的主要挑战在于工作频率和可变输入功率电平。所提出的整流电路包含多种工作模式，即电压模式（VM）、半波模式（HWM）和电流模式（CM）工作模式，以及高速比较器，以应对这些挑战。根据最佳

据我们所知，扩展耦合范围三模电路是首个在13.56兆赫工作频率下采用的混合模式整流方法，使其适用于医疗应用。

本文的组织结构如下：第二节讨论了每种工作模式的工作原理以及电路实现。第三节展示了三模电路的测量结果，包括体外测试以及与现有技术的比较。最后，第四节对全文进行了总结和讨论。

II. 三模整流器设计与电路实现

用于生物医学植入物的三模整流器原理图如图2所示。

在该设计中，交叉耦合PMOS开关、有源二极管连接的NMOS对以及电流模式控制开关构成了主要原理图。为了获得最大功率转换效率，针对不同耦合情况启用了不同的工作模式。电流模式（CM）和高工作模式（HWM）采用单端交流信号，而电压模式（VM）则作为全波整流器对浮地交流信号进行整流。因此，整体电路布局相对于穿过开关SWCM的对称轴呈对称绘制。这使得电路的每一半都能与另一半匹配，从而提高VM的效率。为此，谐振电容被分为两个相等的电容，CRP和CRN。同样，使用虚拟接地开关(SWGD)以保持与电流模式（CM）中使用的接地开关(SWG)的对称性。

充电过程从控制模块（图3(a)）中生成MODE SELECT 1(MS 1) 和 MODE SELECT 2(MS 2)信号开始。这些信号由输入电压电平决定，用于控制电路工作模式。对于高电压（耦合比），MS 1 信号变为低电平，电路处于VM模式。当控制模块将MS 1 设置为高电平时，电路工作在CM或HWM模式。对于

来自决策单元的模式信号生成，(b) 工作模式与耦合系数关系，(c) VSS发生器框图，(d)MS1V SS信号发生器，(e) PT1&2的原理图，(f) VSSP控制的虚拟接地开关 (SWGD)在 交流P和 CRP节点之间，(g) MS1信号发生器，(h) PT3&4的原理图，(i) 接地开关 (SWG)在 交流N和CRN节点之间)

低电压电平（耦合比），激活CM模式。在CM模式下，线圈弱耦合，且充电需要振荡。HWM模式用于中等耦合比，以在VM和CM之间更高效地整流交流信号。这三种模式的使用使得电路能够在宽范围耦合比下工作（图3(b)）。

在此WPT电路中，仅有一个称为LOAD的电源，它由整流器充电。然而，当激活电流模式（CM）或高工作模式（HWM）时，交流信号会出现负值，从而导致衬底漏电问题。为了防止漏电，在系统中实现了负动态电源发生器（NDSG）。电路中有两个NDSG子模块以保持对称性。其中一个接收ACP和地（GND），另一个则以ACN和GND作为输入。然后，生成的VSSP和VSSN电压连接到主NMOS开关MN1、MN2、SWGD（图3(f)）以及SWG（图3(i)）的体端。除了这些开关外，还使用了传输晶体管对PT1&2（图3(e)）和PT3&4（图3(h)）在确定工作模式时切换整个系统的配置。通过对每个开关尺寸进行优化，以最大化整流器效率并最小化开关损耗。此外，在PT1&2传输晶体管上增加了体区调节，以防止由于交流电压变化引起的漏电问题。电压模式、半波模式和电流模式操作的仿真波形分别示于图4(a)、(b)和(c)中。在每种模式下，交流信号被整流，将输入功率传输至LOAD，其电压在每个充电周期中逐渐升高。MN1-2和SWCM开关的控制信号指示了电荷导通至LOAD的切换时刻。除仿真结果外，后续章节还将提供各模式的测量结果及详细电路描述。

A. 电压模式整流器

图5显示了电压模式工作下的三模整流电路的简化版本。当线圈处于强耦合状态（k > 0.26）时，MS 1 信号变为零，接收器

当电压模式（VM）启动时，PT1&2将交流信号连接到P沟道MOS管的栅极，并形成交叉耦合结构。同时，PT3&4断开负载与P沟道MOS管栅极之间的连接。此外，电流模式开关导通，而接地开关(SWG和SWGD)被关闭。

在电压模式操作中，MN1&MP2和MN2&MP1对管在交叉状态中同步工作。当ACP处于地电平时，ACN为高电平，MP1关断。虚拟机控制电路在此半周期振荡期间强制ACP接地。因此，MP2导通，功率从ACN传输到负载。在另一半周期中，MN2和MP1对管为负载充电。在此充电过程中，N沟道MOS开关由图6(a)所示的电压模式控制电路控制其导通与关断。

VM子模块由共栅比较器（CG CMP）、脉冲宽度调节模块、数字控制模块和驱动电路组成。CG CMP因其高速操作特性而被选用，以交流信号和地作为输入，通过比较这些信号来检测过零点。在设计比较器时发现，在13.56兆赫的工作频率下，开关响应与CMP输出之间存在延迟。因此，如图6(b)所示，在差分对晶体管M12&16和M18&21中引入了[21]有意失配。该输入对的失配对应于比较过程中的偏移电压。换句话说，ACP与偏移电压进行比较，并感知输出结果。仿真显示，VM比较器的开关速度性能表明，MN开关的栅极控制电压具有 ∼1纳秒的上升时间和 ∼0.3 纳秒的下降时间。此外，栅极控制信号能在4纳秒内响应交流信号的电压变化。当CMP输出变为高电平时，N沟道MOS开关导通。为了完成开关操作，系统需要引入关断路径。为此，增加了模拟脉冲宽度调节模块（图6(c)）和SR锁存器。当CG CMP输出变为高电平时，延迟单元生成CGCMP信号的延迟版本，并通过数字控制单元馈入锁存结构，该单元可用于按需复位电路（图6(d)）。当脉冲宽度调节信号（TP）变为低电平时，M23导通，并立即将CMP输出短接到地。同时，TP切断差分对电流，防止不必要的功率损耗，从而提高VM的功率效率。最终，在13.56兆赫的频率下生成开关脉冲，用于控制N沟道MOS开关MN1和MN2的栅极电压。在驱动电路（图6(e)）中，使用了三个首尾相连的反相器，并优化了晶体管尺寸以最小化功率损耗。由于耦合比决定了交流输入和负载的电压变化，充电持续时间由模拟电流饥饿延迟模块重新调整。通过该模块，可 externally 调整导通时间，以最大化传输功率，从而在整流过程中获得最大功率转换效率（PCE）。

由于三模电路包含三种不同的整流模式，因此为每个子模块添加了使能信号，以提高效率并防止功率损耗。MS 1 信号要么使CG比较器输出进入驱动器，要么启用外部电压

半波模式和 (c) 电流模式操作的控制信号和充电波形)

用于控制NMOS对管的栅极。MS1与TP信号类似，能够使能和禁用CMP工作模式。图7展示了电压模式操作下差分交流信号(ACP-ACN)以及其中一个NMOS栅极控制信号(MN-GATE)的实测波形。由于电荷导通，交流信号的峰值被削波，每个NMOS开关在每个周期内相应地导通和关断。

B. 电流模式整流器

由于线圈之间的错位和角度变化，感应链路并不总是能实现高耦合系数。当耦合减弱时，传输到接收端的功率会降低。当接收信号低于负载电压时，电压整流无法像在电压模式（VM）中那样进行。然而，对于宽范围功能系统，仍需考虑弱耦合情况。因此，当松耦合线圈(0.10 < k < 0.20)时，如图8所示，三模整流器中的电流模式（CM）被激活。在电流模式下，交叉耦合连接被断开。MN1 和MP2 对管被关闭，PT 3 将MP1 开关转换为二极管连接。另一方面，MN2 开关为LC谐振器创建了一条接地路径。通过这种方式，谐振器在地电平上振荡。该模式下的接地开关(SWG)将右侧接地

通过旁路CRN电容，使电感和开关就绪。在此配置下，电路进入电流模式为负载充电状态。

电流模式开关 (SWCM)是工作模式的主要部分，由驱动和控制比较器CMP2控制。当CM开关导通时，交流信号开始在电感LR和电容CRP上振荡，并且幅度增大。在振荡过程中，交流信号增长，能量存储在LR上。当CRP上的电压变为零时，控制开关每侧之间的连接(SWCM)断开。因此，在导通期间，最大化的电感电流被传输到负载 LOAD。

如图9(a)所示，交流信号在共源极比较器（图9(b)）中与地进行比较，并检测过零点。通过将交流转折点数字化，执行过零检测以确定可能的切换时间。根据电流模式比较器速度分析的仿真结果，SWCM的栅极电压具有 ∼0.4 ns的上升和下降时间。此外，可在 ∼2.5 ns内通过比较器输出检测到交流电压变化。数字化后，信号由周期选择单元整形，以确定交流信号的振荡周期。周期选择单元通过3位数字输入进行外部控制。根据接收到的电压水平，周期数可从2调整至7，以便在不同耦合条件下实现最大功率传输。对于接近0.20的耦合，信号足够高以对负载充电，振荡周期可调节为2‐4。然而，如果输入电压水平较低（∼0.10），则需要更多周期来提高交流信号水平以对负载充电。当达到预设振荡周期后，SWCM关断，电容CRP与虚拟地之间的连接被切断。电感上的累积功率通过二极管 MP1传递给负载。为了最大化效率并最小化导通损耗，导通脉冲宽度由与电压模式中使用的相同电流饥饿延迟缓冲器根据不同的功率水平进行控制。同时，在数字控制单元中利用电流模式比较器的输出，生成电路延迟最小化的

SW CM- GATE信号。当导通结束后， SW CM导通，交流信号开始振荡，直至下一次导通发生。图9(c)给出了4周期振荡时振荡交流信号及电流模式开关（SW CM- GATE）的栅极电压的实测波形。如图中所述，一旦交流信号完成4个周期振荡，便发生电荷导通，随后过程复位，电路开始下一次振荡。

电压模式工作控制模块，包括共栅比较器、开关脉冲持续时间调整模块和驱动器，(b) 共栅比较器电路，(c) 电流饥饿延迟电路，(d) VM数字控制单元，(e) 驱动电路)

信号和开关MN 的栅极控制电压(MN G)的实验结果)

充电过程。此外，图10展示了不同振荡周期下交流信号的测量波形。

与电压模式操作相比，电流模式在低耦合条件下工作，因此输入功率较低。然而，随着耦合的增加，接收功率水平也随之提高，多周期振荡的概念便失去了意义。此时无需等待振荡，负载可以在每个周期内进行充电。但是，随着耦合增加，电感电流增大导致导通损耗增加，而单周期振荡意味着在电流模式下每个子模块和开关的激活与关断过程中产生不必要的功耗。因此，在较高耦合（k > 0.20）情况下，可选择其他整流方法以获得更优性能。此时应启用电压模式，通过全波整流提高功率转换效率

整流。然而，由于耦合的增加不足以使电路开始以电压模式运行，因此需要第三种模式作为中间步骤，以提高电流模式和电压模式之间的效率，从而为负载充电。

C. 半波模式整流器

耦合比的增加会导致振荡周期减小。随着这种减小，电路会达到一个开始以单周期振荡工作的点。因此，在电流模式（CM）和电压模式（VM）之间的半波模式被优先用作中间步骤，为负载充电，直到电压模式（VM）能够开始工作。

的内部结构，（c）开关SWCM的栅极电压和RX上交流信号的实测波形)

13.56兆赫用于无线供电植入式医疗设备的扩展耦合范围三模整流电路

D. 控制模块

图12(a) 显示了控制单元的框图。在充电过程开始时，整流器未激活，模式选择根据控制模块的输出进行。MS 1 和 MS 2 信号通过负载和交流信号的电压电平生成。交流信号的峰值检测使用浮动的 ACP 和 ACN 完成。信号。使用负电压转换器来获取接收到的交流电压的直流对应值（图12(b)）。在此电压转换过程中，由于二极管连接的晶体管会导致峰值电压出现压降。为了补偿该压降，并与LOAD电压进行精确比较，采用了二极管阶梯电路（图12(c)）。

使用迟滞比较器进行比较，输出连接至逻辑模块。如果负载大于交流信号，则激活电流模式。相反，如果负载电压小于交流信号，则根据耦合水平（即交流信号的电压水平）调整MS 1 和MS 2 信号。峰值检测器的输出与外部参考值进行比较

控制单元的框图，(b) 负电压转换电路，(c) 二极管梯形电路)

调整后的参考电压，VREF。当信号小于VREF时输出为一，当信号大于VREF时输出为零。换句话说，如果LOAD小于交流信号，并且VPEAK-AC小于VREF，则MS1和MS2信号变为一，高工作模式运行。否则，当VLOAD小于VPEAK-AC且VPEAK-AC大于 VREF时，MS1和MS2信号变为零，电压模式被激活。

E. 负动态电源发生器

在所提出的方案中，不同模式被集成于单个电路中。由于在电流模式（CM）和高工作模式（HWM）下交流（AC）振荡并呈现负值，因此应防止晶体管体区可能出现的漏电和反向电流。为此，需要采用体区调节，并基于标准体区调节电路在整体系统中添加一个负动态电源发生器(NDSG)（如图13(a)所示）。NDSG电路的工作模式由MS 1 信号控制。该电路作为标准

负动态电源发生器的电路原理图，实验测得的VSS以及(b) 电流模式和(c) 电压模式下的交流信号波形)

电流模式和高工作模式下的体区调节器。然而，在电压模式下，开关的转换时间小于标准体区调节电路的延迟。因此，使用标准体区调节电路时，功率效率显著下降。此外，由于电路工作模式的影响，交流电压被削波且不会变为负值。为了防止功率损耗，NDSG电路在电压模式下将负电源短接到地。通过模式依赖的动态电源，根据输入电压电平生成负电源。

在电流模式（CM）和高工作模式（HWM）下，NDSG电路将交流信号与地电平(GND)进行比较，并跟随最低电压。M5&6在MS1信号作用下关断，M3&4控制M1&2的栅极电压。CM模式下NDSG电路的测量结果如图13(b)所示。所产生的负电压信号(VSS)跟随最负的信号，防止体区漏电。在全波整流模式下，即电压模式（VM），M5&6被激活以关断M3&4。M2始终导通，而M1关断。交流信号在地电平和正电压之间变化。因此，NDSG输出最负电压，即地(GND)。图13(c)显示了VM模式下交流信号和所生成负电压信号的实验结果。通过使用NDSG电路，VM模式的效率不会受到其他模式所需体区调节的影响。

III. 实验结果

该三模整流电路采用台积电180纳米BCD工艺实现。图14展示了该设计的芯片显微照片及其布局规划。布局规划包括电压模式整流器、电流模式整流器（包含半波模式）、电压-电流模式切换电路以及系统控制模块，有源区面积为0.9 mm²。在测量过程中，使用了如图15(a)所示的实验装置。在测试装置中，采用定制设计的线圈对进行能量传输。信号发生器用于向TX线圈提供输入信号。同时，直流电源用于为偏置比较器和延迟缓冲器供电，并为静电放电（ESD）二极管提供电压，以确保芯片安全。为了避免接地问题，交流地和直流地相互隔离。最后，通过示波器监测从芯片测试印刷电路板获得的结果。

该芯片使用印制板线圈对在不同耦合比下进行测试。该线圈对采用ANSYS电磁仿真软件设计。

实验装置的示意图 e 三模整流器在13.56兆赫下工作，(b) TX和RX线圈与线圈支架)

在不使用对齐磁铁的情况下，最大化线圈之间的耦合比，如先前的研究[28]中所述。线圈支架有助于水平改变线圈的位置。此外，可有意引入一定角度以观察错位效应。线圈及支架如图15(b)所示。(1)式定义了耦合系数，即RX与TX电压的比值。在测量过程中，采用单组线圈对，并通过位置变化提供不同的耦合比。

$$
\text{Coupling}(k) = \frac{\text{Received Voltage on RX}}{\text{Transmitted Voltage on TX}} \quad (1)
$$

在此设计中，使用了两个CR电容以保持系统的对称性。如图16所示，在接收端归一化的谐振电压在完全匹配的谐振电容（156皮法）下于13.56兆赫处达到峰值。然而，在所提出的系统中，电流模式和高工作模式采用单个CR，而电压模式操作则采用两个串联的CR。因此，考虑到寄生电容，谐振电容CR选择为220皮法。通过这种方式，峰值谐振电容是几何平均值

两种工作模式电容，分别为220皮法和110皮法。通过考虑12%的总效率下降，我们在将三种不同模式集成到单个电路中的同时，最大限度地降低了开关损耗。

在测量过程中，将13.56兆赫正弦恒定幅度信号施加到发射线圈，功率传输到接收端。在接收端，谐振结构捕获传输的交流信号。根据接收信号电平，通过生成的MS1和MS2信号，在外部激活相应的工作模式。

从低到高耦合比进行测试，并观察交流信号。对于每个耦合系数，通过手动调节系统的负载电阻将LOAD电压设置为3.3 V，并记录输入和输出功率。在改变负载电阻的同时，负载电容（CL）保持恒定在4.7 µF。在输入功率测量期间，采用[16]中提出的测量方法（图17）。使用两个差分探头来观测交流信号和整流器电流。使用一个 10 Ω 采样电阻和一个30 皮法补偿电容来观测输入电流(IREC)以及差分交流(ACP -AC N)输入电压。利用测得的电流和电压值计算输入功率。在这些计算中，考虑的是整流器电流而非LC电流。因此，使用采样电阻会影响LC谐振槽上的功率，但不会引起整流器功率的变化。结果，功率转换效率的获取不受测量装置引入的失真影响。图18显示了测得的输出功率和功率转换效率

三模整流电路在不同接收信号功率下的表现。PCE测试通过改变耦合系数并在恒定TX功率下进行。该系统可在不同的线圈距离（2 mm至10 mm）和错位情况（0°至20°角度变化）下运行。

在电流模式（CM）下，整流后输入功率从4 mW开始，对应的输出功率为 233 µW，并增加至17 mW，输出功率达到8.8 mW。CM的最大功率效率为51.78%。与其他整流方法相比，CM的功率效率较低，这是由于电路自身的功耗与输出功率相当所致。此外，在CM中，LOAD每个不同振荡周期仅能充电一次，而电压模式（VM）中每个周期均可实现电荷导通，这导致了功率效率的下降。然而，医疗植入物功耗较低，当没有其他整流方法可用时，8.8 mW的输出功率和51.78%的效率变得尤为重要。当达到CM–HWM边界时，交流信号增长到足以在每个振荡周期对LOAD进行充电，从而激活半波模式以获得更高的功率效率。该模式在CM与VM之间起到桥梁作用，高工作模式（HWM）使整个系统能够覆盖更宽的功率和耦合范围。

对于HWM，输入功率从18 mW变化到29 mW，输出功率为10.58–24.11 mW。同时，在测得的输出功率范围内，HWM电路的效率从58.81%变化到82.49%。随着耦合范围和接收功率的增加，电路进入电压模式（VM）。全波整流模式相较于另外两种模式提供了最佳的效率值，VM的效率在82.30%至89.34%之间。同时输出功率

当接收信号功率为30.77–57.7毫瓦时，输出功率取值为 25.32–51.54毫瓦。采用所提出的三模电路，覆盖了 233 µ瓦– 51.54毫瓦的宽输出功率范围。该输出功率是在13.56兆赫的工作频率下，对应4毫瓦–57.7毫瓦的接收功率范围内获得的。

在空气中对线圈对和整流电路进行分析。然而，由于医疗用途，系统的接收端应置于人体内。因此，需要进行体外测试以观察环境变化对感应链路和整流电路性能的影响。图19所示的测试装置用于体外实验。RX 和TX 线圈由线圈支架隔开，距离(d)为6 mm。线圈之间的空间分别填充空气、盐水和牛肉环境。

如[29]所示。盐水是蒸馏水中加入9 mg/L NaCl的溶液，牛肉为厚度6 mm的西冷牛排。如图19所示为牛肉的测试设置，盐水溶液也采用相同方式进行测试。另一包盐水和牛肉也被放置在RX 线圈后方以模拟植入环境。实验表明，当环境从空气变为盐水和牛肉时，归一化接收电压的耦合系数略有下降（图20(a)）。三模整流器仍可在扩展的输入功率范围内工作。

医疗设备在最终使用前会涂覆生物相容性材料。因此，除了环境变化外，线圈表面涂层对其性能的影响也在类似 [29]的实验中进行了分析。PCB线圈表面涂覆了 ∼0.4 mm的硅胶。由于涂层材料带来的寄生效应，线圈的谐振电容值发生偏移，并且在6 mm间距下与空气中未涂层的情况相比，耦合系数降低（图20(b)）。三模整流电路仍可在各模式下使用涂覆后的线圈正常工作。由于整流器性能由接收端功率水平决定，因此通过提高发射端电压水平可补偿该性能下降。如[30],中所述，在射频链路性能方面，表面涂层的影响比环境变化更为重要，应予以考虑以防止性能下降。

与现有技术的无线电力传输系统的比较见表I。尽管比较表中的所有参考文献均涉及电感耦合，[9]基于电容耦合无线电力传输方法，更适合高功率应用。相反，[24]适用于50千赫频率下单模操作的极低功率应用。即使[25]在6.78兆赫频率下工作，它也能为低压电池充电。[16]和[20]均提供电压模式下的整流电路，但受限于高耦合条件。虽然[27]提出了一种混合模式整流电路，但其线圈尺寸使该设计不适用于医疗设备。这些研究中没有一项将13.56兆赫下的多种工作模式结合用于医疗应用。此外，大多数研究的性能仅针对单一的线圈距离进行了优化。然而，在患者体内进行功率传输时，无法保证线圈位置保持固定。因此，应提出一个距离范围，以补偿可能的电压变化。不同距离下的工作对应于输入输出范围的扩展。例如，[28]提出了一种工作频率为13.56兆赫、适用于医疗植入物并在一定距离范围内工作的混合模式整流电路。然而，该电路的效率较低，且占用面积较大

参考文献	频率 (MHz)	工作模式	输入功率范围 (mW)	输出功率范围 (mW)	PCE (%)	工艺 (µm)	面积 (mm²)
[9]	1–10	电压模式	230	230	65.0	0.18	0.25
[24]	0.05	电流模式	0.01–0.1	0.005–0.05	50.0	0.18	0.2
[25]	6.78	电流模式	0.1–1	0.05–0.5	60.0	0.18	0.3
[16]	13.56	电压模式	10–50	8–40	80.0	0.18	0.5
[20]	13.56	电压模式	10–60	8–50	85.0	0.18	0.6
[27]	13.56	混合模式¹	5–50	4–40	75.0	0.18	1.2
[28]	13.56	混合模式²	5–50	4–40	70.0	0.18	1.5
本文	13.56	三模式³	4–57.7	0.233–51.54	89.34	0.18	0.9

表I 与现有技术的比较
1 根据PIN 3混合模式：电压模式与电流模式。2 无缝电压/电流模式 4 三模式：电压模式、电流模式与半波模式 ∗仿真结果。

该区域。所提出的工作展示了一种三模整流电路，其在13.56兆赫下以4毫瓦–57.7毫瓦的输入范围工作，用于为3.3伏可植入电池充电，此前尚未有此类设计。通过这种新颖的设计，医疗植入物可以在扩展耦合范围内充电，而无需担心对准问题。

IV. 结论

所实现的三模整流电路通过射频链路在13.56兆赫的工作频率下接收输入，并针对不同的耦合水平以不同模式将交流信号转换为直流电压。对于由线圈错位和旋转引起的低耦合系数，采用振荡交流信号。在此模式下，电荷在接收线圈上累积，并在充电周期内传输至负载。在高耦合情况下，采用全波整流实现交流-直流转换。通过引入第三种模式（称为半波整流模式），实现了扩展耦合范围。该设计在电路实现和版图设计中均保持了对称性。根据所提出的扩展范围三模整流电路的测量结果，在4毫瓦–57.7毫瓦的输入功率下，可覆盖0.10–0.42的耦合范围，为3.3伏负载充电，输出功率范围为0.233–51.54毫瓦。电流模式、高工作模式和电压模式下的最大效率分别达到51.78%、82.49%和89.34%。所实现的整流电路可在2毫米至10毫米距离以及0°至20°角度变化范围内为负载充电，并实现效率最大化。体外实验表明，即使耦合系数略有下降，射频链路和整流电路仍可用于系统负载充电，且该下降可通过在安全限值内提高发射端电压水平进行补偿。作为未来工作，系统的控制模块可增加模数转换器等决策单元，以实现电流模式下的周期选择操作自动化。此外，电压模式和电流模式中的电荷导通持续时间可通过内部反馈电路进行控制。