光无线通信电路设计规则

光无线通信发射器和接收器的电路设计规则

学习成果：

• 分别适用于两级调制方案和模拟波形的基本LED驱动器架构有哪些？
• 多串LED驱动器有什么用途？
• 跨阻放大器的作用是什么？
• 光伏模式和光电导模式之间有什么区别？
• 如何对环境光进行补偿？

9.1 发光二极管和激光二极管驱动器

在发射端，最关键的电路设计问题是所谓的驱动电路[Hor15]。本章研究的电路适用于发光二极管、激光二极管和其他固态光源。为简洁起见，后续重点讨论发光二极管。对于高功率激光二极管，可能需要额外的温度控制，因为阈值电流与温度相关。然而，温度控制不在本文的讨论范围内。

复杂的布局设计出于以下几个原因非常重要。首先，LED驱动器（连同LED）是整个发射‐接收传输链中功耗最大的部分。在照明装置中，能效是首要考虑因素。同样，在电池供电的便携设备中，也应尽可能高效地利用电能。其次，特别是对于高功率LED，必须对正向电流 $I_F$ 进行限制或控制，否则LED的寿命将显著缩短。第三，精心设计的LED驱动器布局会显著影响LED的实际上升和下降时间，因为驱动器会影响结电容的充放电过程。最后但同样重要的是，驱动器还会影响光质量。

关于适用于可见光通信的LED驱动器，必须区分模拟波形和双电平波形。双电平波形的例子包括二进制调制方案，如开关键控、脉冲位置调制和脉宽调制。我们首先讨论双电平波形，然后转向模拟（即连续值）波形，例如离散多音调制。在后一种情况下，附加的挑战是偏置和线性化。

9.1.1 适用于双电平调制方案的驱动器

从概念上讲，图9.1中展示的LED驱动器是最简单的。该基本电路由一个电压源 $V_S$、一个数据驱动开关、一个电阻 $R$ 以及一个或多个发光二极管组成。当使用多个发光二极管时，所有发光二极管应串联连接，而不是并联。因此，通过所有发光二极管的电流是相同的。由于不可避免的发光二极管公差，并联连接会产生不良影响。该电阻用于匹配电压源与发光二极管的 $I_F-V$ 特性。

示例 9.1.1（基本的LED驱动器）
考虑一个正向电流为 $I_F = 700\,\text{mA}$、电压为 $V_F = 3.6\,\text{V}$ 的单个发光二极管。直流电源为 $V_S = 5\,\text{V}$。因此，合适的电阻设计是
$$
R = \frac{V_S - V_F}{I_F} = \frac{5\,\text{V} - 3.6\,\text{V}}{0.7\,\text{A}} = 2\,\Omega.
$$
注意，该电阻器消耗约1 W的功率，与被测发光二极管的电功率相比不可忽略。换句话说，该简单电路的功率效率因数较低。

尽管这种教科书式设计通常适用于低功率LED，但该基本电路并不适合高功率LED。其中一个原因是 $V_S$ 在实际中可能会波动。如果 $V_S$ 从5 V变为5.5 V，电流将从700 mA上升至约900 mA。第二个原因是 $I_F$ 是发光二极管结温的函数。当高功率LED升温时，$I_F$ 会增加，从而导致LED进一步发热，其工作寿命可能因此缩短。如果将限流电阻 $R$ 替换为所谓的电流调节二极管，可实现一定程度的改善。然而，常见的电流调节二极管受限于样品差异和温度漂移。

数据驱动开关可以通过双极结型晶体管（BJT）、场效应晶体管（FET）或缓冲器/驱动器来实现，参见图9.2。通常，npn晶体管和N沟道FET比其pnp和p沟道对应器件更快，因为空穴移动较慢。双极结型晶体管由基极电流 $I_B$ 驱动，而场效应管由栅源电压 $V_{GS}$ 驱动。与电阻相比，场效应管具有两个优点。漏源导通电阻 $R_{DS(on)}$ 非常小（数量级为几十欧姆），从而导致较小的开关损耗。此外，静态栅极电流可忽略不计。

而双极结型晶体管的基极电流 $I_B$ 大致与集电极电流 $I_C$ 成正比：$I_B \approx I_C / h$，其中 $h$ 为电流增益。然而，在非常高的开关速度下，栅极电流不再可以忽略，这一点常常被忽视。对于可见光通信应用，所谓的逻辑级MOSFET是合适的选择。在 $V_{GS} \approx 1.5\,\text{V}$ 时，开关操作可靠。关于缓冲器/驱动器，可使用标准逻辑门电路（优选开集/开漏结构），或采用高速功率MOSFET驱动器。然而，所有这些及类似设计均无法避免LED过热问题。

通过限制/控制正向电流 $I_F$ 可以避免过热问题。此外，恒流LED驱动器具有优势，因为发光二极管的光通量大致与 $I_F$ 成正比，即亮度和色彩质量都可以精确控制。这是多个发光二极管最好采用串联连接的第二个原因。（如果将串联连接的发光二极管串并联放置，则必须进行仔细的分档，除非采用多串驱动器概念。这一主题将在下一小节中研究。）支持使用恒流LED驱动器的第三个论点是，由不同材料制成的发光二极管（如RGB发光二极管）的正向电压并不相同。

一种恒流源的简单实现如图9.3所示。在此实现中，图9.2中间子图中所示的 $R_{GS}$ 被替换为一个 npn 三极管。电流设置电阻 $R$ 根据以下公式选择：
$$
R = \frac{V_{BE,\max}}{I_F},
$$
其中 $V_{BE,\max} \approx 0.7\,\text{V}$ 适用于硅晶体管。请注意，$R$ 与 $V_S$ 无关。

示例 9.1.2（恒流源）
给定阈值电压 $V_{BE,\max} = 0.7\,\text{V}$ 和正向电流 $I_F = 700\,\text{mA}$，可得限流电阻为 $R = 1\,\Omega$。注意，该电阻消耗的功率比第一个示例少一半。

如果 $V_{BE} = I_F R < V_{BE,\max}$，则 npn 晶体管不导通。否则，npn 晶体管导通，因此场效应管的栅极电压降低。从而，$I_F$ 不能超过阈值 $I_F = V_{BE,\max}/R$。尽管确切的阈值电压 $V_{BE,\max}$ 取决于具体的 npn 晶体管，但这种简单的恒流源在非高精度应用中表现良好。类似于电流调节二极管，样品差异和温度漂移是该电路布局的瓶颈。如果需要更高精度，可用运算放大器替代 npn 晶体管。市场上有多种专业的恒流LED驱动器出售。

到目前为止所介绍的驱动电路中，未考虑数据调制的影响。在一些复杂设计中，已引入多种效应，其中之一是LED发热。发热主要由平均功率而非峰值功率引起。换句话说，峰值功率可增加约 $1/\delta$ 倍，其中 $\delta$ 为占空比。对于数据分布均匀的NRZ-OOK调制（$\delta = 0.5$），峰值功率大约可提高两倍。更精确的数值可在详细的LED数据手册中找到。

另一种效应涉及控制发光二极管的上升时间和下降时间。为此，存在多种方法。其中一种可能性是基于LRC网络[Hal14]，例如如图9.4所示。在闭合开关（该开关可以是n沟道场效应管）后不久，$C_1$ 的有效电阻很小，而 $L_1$ 的有效电阻很大。因此，总有效电阻小于 $R$，从而改善了上升时间。在稳态下，正向电流仅由 $R$ 决定。在开关断开后，$L_1$ 的有效电阻很小，因而有助于通过 $R_1$ 释放发光二极管上的电荷。[Hal14] 报告了大电流LED在纳秒级的开关速度。

为了增强动态特性，另一种简单方法如图9.5所示。在此电路中，一个快恢复二极管 $D_1$ 与发光二极管并联。当开关闭合时，该二极管不工作；而当开关断开时，自由载流子通过该二极管被迅速泄放，从而改善下降时间。在[Gon16]中建议用一个快速氮化镓场效应管代替该二极管，以模拟二极管功能。

一种经典实现基于互补的nFET/pFET级，如图9.6所示。假设nFET的结电容为 $C_{J1}$，而 pFET 的结电容为 $C_{J2}$。当 $V_{IN}$ 为高电平时，nFET导通，即通过 $R_1$ 将发光二极管接通。指数上升时间为 $\tau_1 \sim R_1 C_{J1}$。当 $V_{IN}$ 为低电平时，pFET导通，即通过 $R_2$ 主动卸放发光二极管的负载。指数衰减时间为 $\tau_2 \sim R_2 C_{J2}$。

9.1.2 适用于模拟波形的驱动器

迄今为止，已介绍了一些适用于双电平波形的驱动电路。简单来说，对于开关键控（OOK）、脉冲位置调制（PPM）、脉宽调制（PWM）等，电流控制管理已足够。然而，当调制器输出连续值强度或多级强度时，例如在多载波调制（MCM）方案、颜色偏移键控（CSK）或脉冲幅度调制信号（PAM signaling）等情况下，就会带来额外的挑战。从硬件角度来看，最大的挑战可能是功率效率以及应对非线性效应。如前几章所述，发光二极管（LED）是非线性器件，因此应在其至少近似线性的范围内工作。为了实现这一目标，添加偏置是有帮助的。与双电平波形不同，此时需要一个数模转换器（DAC），这会显著增加硬件复杂度。

关于偏置，一种简单的解决方法是使用偏置T型电路（也写作 bias tee）。偏置T型电路是一种无源三端口电路，参见图9.7。在当前考虑的应用中，数据发生器连接到左侧的高频端口。低频端口用于设置偏置。右侧的组合端口将数据信号和偏置一同传递给光源。

偏置T型电路的一个缺点是直流漂移。连续出现的逻辑零或逻辑一会导致直流偏置的波动。这会对光质量产生负面影响，并可能降低误码率性能。如第4章所述，对于多载波调制方案，通过使直流子载波保持空闲，可以抑制直流漂移对数据传输功率效率的影响，但对光质量的不利影响仍然存在。偏置T型电路的另一个限制是调制深度较小，因为它是为小信号设计的。

图9.8所示的高速解决方案更加稳健。该方案基于集电极开路（OC）或漏极开路线性放大器。与偏置T型电路相比，可支持的调制深度要大得多。因此，在接收端信噪比有望得到改善。

通过[Mon14]中发布的线性可变电流LED驱动器，电流控制得到了改善。该可变电流源的基本组件如图9.9所示。与图9.3类似，电阻 $R$ 用作 $I_F$ 的电流传感器。限流电阻 $R$ 两端的电压被反馈到运算放大器的反相输入端。根据 $V_{IN}$，调节运算放大器的输出电压，使正向电流 $I_F$ 变为
$$
I_F = V_{IN} \left( \frac{1}{R_1} + \frac{1}{R_2} \cdot \frac{R_1 + R_2}{R} \right),
$$
当 $R_2 \gg R_1 \gg R$ 时，可简化为 $I_F \approx V_{IN}/R$。

结合模拟波形，驱动器必须能够连续调节电压（从而调节电流）。在直流电源固定的情况下，线性直流/直流电压转换器效率低下，因为输入与输出之间的电压差会以热量形式耗散。一种降压转换器，也称为升压转换器，也是高效的直流/直流转换器[Eri01]。可实现超过90%的效率。降压转换器降低输出电压，而升压转换器则提升输出电压。在大多数可见光通信场景中，降压转换器是首选。例外情况包括电池供电的便携设备，此时升压转换器是一种替代方案。

降压和升压转换器的三个基本部件是：一个（数据驱动的）开关、一个低通滤波器 $L_1, C_1$ 用于减小电压纹波，以及一个二极管 $D_1$，参见图9.10。

开关通常由场效应管（FET）实现，工作在“开启”模式（增强模式）或“关断”模式（耗尽模式）。现在我们以降压转换器为例，说明其工作原理。当开关闭合时，二极管 $D_1$ 处于非活动状态，电流 $I_F$ 流经负载。当开关断开后，由于电容 $C_1$ 等效为一个电压源，电流仍通过二极管 $D_1$，流经负载。设 $V_{OUT}$ 表示输出电压，$V_S$ 表示电源的恒定电压。忽略纹波以及二极管 $D_1$ 上的电压降，在稳态下可得 $V_{OUT} \approx \delta \cdot V_S$ 成立，其中 $\delta$ 为由开关决定的占空比。低通滤波器的截止频率 $f_c = 1/(2\pi \sqrt{L_1 C_1})$ 必须超过信号带宽。为了实现这一目标，在DC/DC转换前对模拟信号波形进行插值有时是有帮助的。由于降压转换器属于DC/DC转换器而非DC/AC转换器，严格来说它是为阻性负载设计的。但在当前研究的应用中，负载（$R_1$, LED）具有非线性特性，因此建议对信号波形进行预失真处理[Kro18]。经典的DC/DC降压转换器可通过电流检测和向开关提供反馈的反馈控制电路来实现恒流输出[Ma07]。

从概念上讲，二极管 $D_1$ 可以用一个第二个开关（即第二个场效应管）来替代，该开关与第一个开关反相循环工作。当第一个开关断开时，第二个开关闭合，反之亦然。

将调制器连接到降压或升压转换器有几种可能的方式。通常，调制波形会被转换为等效的双电平波形，例如PWM波形。该双电平波形用于控制开关。

9.1.3 多串LED驱动器

迄今为止，假设用于单个固态光源或串联连接的单串光源的驱动电路。但这构成了限制。当串联连接的器件数量过多时，电击是可能的问题之一。此外，单个器件故障会导致整个灯串停止工作。

由于这一原因，特别是在LED阵列中，通常采用多个并联的LED串。为了避免繁琐的分档[Gac15]，多串（或多通道）驱动器概念非常有用[Zha15]。图9.11中展示了两种先进的多串LED驱动器架构。两者均基于恒流源。源电流表示为 $I_S$，该电流为并联的LED串（或其他固态光源）供电。恒流源由控制器调节。控制器的任务是平衡各LED串之间的电流，以在整个照明装置中实现均匀照明。

图9.11中所示的控制器架构在本质上是不同的。在左侧，采用了一个分流控制器。每个发光二极管灯串的电流在分流控制器中被测量，并分别与参考电流进行比较。右侧所示的PWM控制器可实现更高精度和提高的功率效率。这种全数字解决方案通过PWM占空比控制实现电流平衡。一种可能的策略是如图中三个方波波形所示，依次开启不同灯串。这样，$I_S$ 在每个灯串中都可用——但具有 individually 可调节的占空比。这提供了精细粒度，同时仍保持高效率因子。在[Hsi17]中还报道了其他策略。PWM控制架构符合可见光通信（VLC）要求。

光无线通信发射器和接收器的电路设计规则

9.2 跨阻放大器

光电探测器是一种非理想电流源。通常，光电流 $I_{PD}$ 非常微弱（在几 µA及以下量级），需要被转换为电压 $V_{OUT}$。该电压必须足够大，以便进行后续信号处理，如滤波和A/D转换。所谓的跨阻放大器（TIA）的任务就是将电流转换为电压[Gra95，Hor15]。图9.12展示了TIA的基本电路结构。

出于教学目的，让我们考虑一个理想运算放大器（运放）。理想运算放大器具有无限增益、零输入电流和无限带宽的特点。由于假设增益为无限大，因此输入 −和输入+之间的电压几乎为零。因此，
$$
V_{OUT} = -I_{PD} \cdot R_F,
$$
其中 $R_F$ 称为反馈电阻。

例 9.2.1（反馈电阻）
给定峰值光电流为 $I_{PD} = 50\,\mu\text{A}$ 和峰值输出电压为 $|V_{OUT}| = 2\,\text{V}$，反馈电阻应为 $R_F = 40\,\text{k}\Omega$。

9.2.1 光伏模式与光电导模式的比较

图9.12所示的基本电路存在一些实际问题。当选择所谓的高速运放（带宽在MHz及以上）时，容易发生振荡。为了抑制振荡，通常在反馈路径中加入一个小电容 $C_F$，与反馈电阻 $R_F$ 并联，如图9.13所示。反馈电阻 $R_F$ 并联的电容构成一个低通滤波器，可抑制振荡。其3 dB截止频率由下式给出：
$$
2\pi f = \frac{1}{R_F \cdot C_F},
$$

示例 9.2.2（反馈电容）
当截止频率为 $f = 1\,\text{MHz}$ 时，反馈电容的电容值在 $R_F = 40\,\text{k}\Omega$ 下应约为 $C_F = 4\,\text{pF}$。

图9.13所示电路称为工作在光伏模式的跨阻放大器。这种结构的一大优点是，由于运算放大器的内部电压增益极高，光电二极管两端的电压几乎为零。因此，光电二极管的暗电流非常小。当需要高接收机灵敏度（即抗噪声能力）时，通常采用光伏模式。

光伏模式的一个缺点是第8章中介绍的光电二极管结电容会进一步降低跨阻放大器的带宽（从而限制最大可能的数据速率）。通过施加一个（通常为负的）反向电压 $V_R$ 来驱动光电二极管，可以减小结电容。根据经验，在 $V_R = -10\,\text{V}$ 时，结电容约为 $V_R = 0\,\text{V}$ 时结电容的一半。如图9.14所示的相应电路称为工作在光电导模式的跨阻放大器。光电导模式特别适用于高速应用，但代价是噪声性能下降。

用于跨阻放大器中的运算放大器的输入级通常基于硅双极型晶体管或硅结型场效应晶体管（JFET）。这两种选择之间存在权衡：双极结型晶体管通常具有较低的电压噪声系数，但结型场效应晶体管可提供更好的电流噪声性能。特别是当与高阻值反馈电阻 $R_F$ 结合使用时，需要一个（非常）低噪声的输入级。图9.15展示了一种可能的解决方案。可将一个低电压噪声结型场效应晶体管（其电压噪声特性与最佳双极型晶体管相当）置于低噪声双极性运算放大器的反馈回路中。缺点是结型场效应晶体管的栅源电压 $V_{GS}$ 产生偏置：
$$
V_{OUT} = V_{GS} - I_{PD} \cdot R_F。
$$

9.2.2 光电探测器电路设计向导

迄今为止，已经研究了单级TIA架构。可以证明，当需要大增益时，两级甚至有时三级放大器级联在放大信号的信噪比方面优于单级架构。感兴趣的读者可参考由Analog Devices提供的光电二极管电路设计向导[www.analog.com/designtools/en/photodiode]。基于商用运算放大器的两级设计如图9.16所示。本例中的主要设计参数为：峰值光电探测器电流 $I_{PD} = 50\,\mu\text{A}$，反向电压 $V_R = -10\,\text{V}$，结电容 $C_J = 100\,\text{pF}$（在 $V_R = -10\,\text{V}$ 条件下），分流电阻 $R_{Sh} = 1\,\text{G}\Omega$，峰值输出电压 $V_{OUT} = 2\,\text{V}$，3 dB带宽 $f = 1\,\text{MHz}$。根据设计向导，第二级之后的信噪比为 SNR = 81.4 dB，对应的有效位数为 ENOB = 13.2 bits。

9.3 环境光补偿

在多种环境中，环境光完全不是问题，例如在暗室或深海水下通信中。在其他环境中，有时可以抑制环境光的影响。由于紫外线无法穿透夹层玻璃，因此可以采用低功率的基于紫外A的可见光通信进行室内通信，例如在汽车或公寓中。紫外B和紫外C探测器通常甚至是日盲型的，因此也适用于户外应用。类似的情况也适用于红外探测器。

然而，环境光通常是一个关键的限制因素。简单来说，环境光会对调制光电流产生偏置。这会导致两个基本问题：环境光可能使光电探测器饱和，并且环境光会增加噪声水平。

环境光可以通过多种方式补偿，例如通过接收端电路设计、机械结构、智能玻璃及相关材料、基于液晶显示的光学滤波器，或在软件定义无线电环境中进行数值补偿。

9.3.1 电路设计解决方案

让我们从接收端电路设计解决方案开始。为了应对环境光，有两种基本的电路布局，即高通滤波和反馈。在第一种方案中，接收端放大器链中包含一个高通滤波器。为了避免由于环境光导致第一级放大器发生饱和，该高通滤波器可直接在跨阻放大器（TIA）中实现，如图9.17所示。

滤波实现环境光补偿)

另一种电路设计方法是通过反馈来实现环境光补偿。该解决方案如图9.18所示。第二级为同相积分器，可平均化波动。必须仔细设计反馈回路，以避免振荡。关于环境光补偿的其他解决方案见第10章。

9.3.2 机械结构

机械结构以管状结构或叶片形式屏蔽光电探测器，通常用于阻挡环境光。一种更先进的版本旨在用于干扰抑制，在MIMO和多用户场景中的干扰抑制最近已在[Kro17b]中发表。该三维空间解复用器设计由平行叶片组成，这些叶片放置在两个或多个光电探测器的上方。例如，第一个光电探测器被水平排列的叶片覆盖，而第二个光电探测器则被垂直排列的叶片覆盖。因此，在采用空间分布照明装置的MIMO环境中，以不同入射角到达的光波被分离。这通常改善了信道矩阵 $H$（在第5章中介绍）的条件。

9.3.3 智能玻璃和基于液晶显示器的光学滤波

智能玻璃以及相关材料如聚合物分散液晶 (PDLC)薄膜[Spr92]有时被附着在窗户上用于遮光。PDLC薄膜的光学特性可通过电压源进行调节，其在“关闭”模式下呈不透明状态，在“开启”模式下呈透明状态。两种模式之间的切换速度约为1毫秒。一个新兴的研究方向是利用这些材料实现环境光补偿、多输入多输出和多用户系统中的干扰消除、光强均衡，以及光源的到达角估计。这些薄膜可以附着在光源、光电探测器上，或置于两者之间。

智能玻璃和PDLC薄膜的另一种替代方案是液晶显示器（LCD），用于覆盖光源和/或光电探测器[Kro17a]。LCD起到像素化快门的作用。LCD能够在较宽范围内调节透射率，而PDLC薄膜在“关闭”状态下会散射光线。为了调节透射率，可在白色与黑色之间选择光学散斑（即灰度）进行调整。在便携式和移动应用中，以及在时变照明的情况下，像素可依据实际情况进行自适应调节。LCD还有一个额外优势，即具有颜色敏感性，这增加了另一个自由度。对于入射/出射光波的角度依赖性，可通过采用弯曲或刻面型LCD几何结构（包括圆形和矩形弧形）来最佳地加以考虑。

9.4 章节总结

本章致力于介绍光无线通信系统组件的基本设计准则。在第一节中，分别介绍了适用于两级调制方案和模拟波形的LED驱动器基本架构。重点放在恒流驱动器以及提高切换速度的相关方面。如果能效是首要考虑因素，降压和升压转换器是合理的选择。本节最后讨论了多串LED驱动器。多串驱动器适用于多个LED串并联运行的情况。

在第二节中研究了跨阻放大器。明确了光伏模式与光电导模式之间的区别。考虑了单级和多级设计概念。

第三部分讨论了环境光补偿。在许多OWC场景中，环境光是一个问题。首先，提出了两种旨在实现环境光抑制的电路结构：一种基于高通滤波，以减弱低频成分；另一种利用反馈来消除类直流成分。随后讨论了机械结构。最后，提出了采用智能玻璃和基于LCD的光学滤波技术来实现环境光补偿。智能玻璃（例如PDLC薄膜）要么不透明，要么透明。而液晶显示器具有更广泛的适用性，其透射率高于PDLC薄膜，透射率调节速度更快，并且在使用彩色液晶显示器时可针对特定波长进行调节。