【脉宽调制DCDC功率变换学习笔记006】Buck变换器的闭环控制

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原创最新推荐文章于 2026-10-16 09:51:34 发布 431 阅读 AI 写同款· GEO 优化 ›

DC/DC：闭环控制的降压(Buck)变换电路原理设计及实验仿真在各种电力电子装置电源应用中或多或少地存在直流电源变换器，为保证直流输出电压值恒定在负载需要地电压范围内，一般需要设置自动调整单元，以保证在输入电压或者负载发生变换时，其输出电压能快速调整到规定的设定值。阅读详情

1、闭环反馈控制器

1.1.控制器模型

图3.21为基于闭环反馈控制器的Buck变换器简化电路。

反馈控制器由两个功能块组成：脉宽调制（PWM）模块和电压反馈电路。

PWM模块利用电压反馈电路的输出来控制有源开关的占空比，如图中的控制电压 $v_{con}$ 和反馈控制器产生的斜坡信号 $v_{ramp}$ 。PWM模块的输出为 $v_{q}$ 。

电压反馈电路使用输出电压 $v_{o}$ 和参考电压 $v_{ref}$ 产生控制电压 $v_{con}$ 。稳态下，电压反馈电路和PWM模块强行使变换器的输出跟踪参考电压，从而实现直流调节。

1.2.脉宽调制

PWM模块的输出为开关驱动信号 $v_{q}$ ，其脉宽被调制用于产生有源开关的期望占空比。

如图3.22a所示，PWM模块根据控制电压 $v_{con}$ 和斜坡信号 $v_{ramp}$ 产生开关驱动信号 $v_{q}$ 。

图3.22b显示了PWM波形的时序图，假定控制电压始终保持恒定，即 $v_{con}$ = $V_{con}$ 。首先周期性的斜坡信号 $v_{ramp}$ 由反馈控制器内部产生。斜坡信号的周期实际上是变换器的开关周期。开关驱动信号在斜坡信号开始上升时打开，并在斜坡信号与控制电压产生交点时复位。通过重复该过程，PWM模块产生了一个周期性开关驱动信号，其脉宽与控制电压 $V_{con}$ 的大小成正比例关系。

1.3.电压反馈电路

图3.24显示了闭环控制Buck变换器的简化框图。输出电压 $V_{o}$ 被馈送到电压反馈电路，电压反馈电路由运算放大器、参考电压 $v_{ref}$ 和两个阻抗模块 $Z_{1}(s)$ 和 $Z_{2}(s)$ 组成。电压反馈电路的输出为控制电压 $v_{con}$ ，同时作为PWM模块的输人信号。

电压反馈电路根据负反馈原理工作。当输出电压 $V_{o}$ 大于额定值时，运算放大器的输出电压 $v_{con}$ ，相较于之前的值更低。随着 $v_{con}$ 降低，PWM模块产生开关驱动信号 $v_{q}$ ，从而使得占空比减小。减小的占空比又将使得输出电压降低到标准值。

可以运用运算放大器反相端的节点电压方程来解释直流调节的机理。根据运算放大器两端之间的虚短特性，节点方程为

$\frac{V_{o}-V_{ref}}{Z_{1}(s)}=\frac{V_{ref}-V_{con}}{Z_{2}(s)}$ (3.54)

变形为

$\frac{Z_{2}(s)}{Z_{1}(s)}(V_{o}-V_{ref})=V_{ref}-V_{con}$ (3.55)

当所有的时分变量均为0且电路仅产生直流响应时，电路处于一种均衡的稳态。因此，直流阻抗 $Z(j0)$ 是决定电压反馈电路稳态的关键因素。

若阻抗比 $Z_{2}(j0)/Z_{1}(j0)$ 为无穷大，为了确保上述等式成立，变量 $V_{o}-V_{ref}$ 应为0：

$\frac{Z_{2}(j0)}{Z_{1}(j0)}(V_{o}-V_{ref})=\infty \cdot 0\Rightarrow$ 一个有限常量

即稳态下的 $V_{o}=V_{ref}$ ，从而实现直流调节。

总之，满足上述条件的电压反馈电路应使得输出电压在稳态下跟踪参考电压。

$\frac{Z_{2}(j0)}{Z_{1}(j0)}= \infty$ (3.56)

因此，符合式(3.56)的任何电路都能进行直流调节，且符合电压反馈电路的工作条件。

2、闭环控制Buck变换器的响应

2.1.阶跃响应

Buck变换器的输入电压需经历一系列阶跃变化，而负载电阻固定为R=1Ω。如图3.27所示，输入电压在变换器工作期间发生变化，即 $V_{s}$ =16V→8V→16V。

在t=0.6ms时输入电压从16V降为8V,变换器输出波形发生了变化。首先，输出电压在恢复额定值 $V_{o}$ =4V之前会产生转换过冲。当 $V_{s}$ 突然减小时，反馈控制器需要一定的响应时间。在反馈控制器建立新的稳态之前，输入电压的变化会影响输出电压。当输入电压降低时，从输入源传输到输出电容器的能量也减少，从而令输出电容器中产生能量短缺。这种能量短缺会使得电容器电压下降，导致输出电压过渡下冲。随着时间的推移，反馈控制器会建立一个新的稳态，输出电压重新恢复为标准值。电感器电流的变化可以采用同样方法解释。

由于输入电压的逐步增加，变换器的瞬态特性与降压情况相反。输入电压的瞬时增大导致输出电压和电感器电流产生过冲，直到反馈控制器达到新的稳态平衡状态。

2.2.阶跃负载响应

变换器的负载电阻产生阶跃变化，R=1Ω--->2Ω--->1Ω，而输入电压 $V_{s}$ 固定为16V。阶跃变化模式和仿真波形如图3.29所示。在t=0.6ms时，发生R从1Ω到2Ω的负载阶跃变化，由电容器传输到负载电阻的能量突然变小，进而导致输出电容器的能量过剩。因此，电容器电压会瞬间超过标准值，从而产生输出电压过冲。电感器电流清楚地显示出负载电流的减小。在R=2Ω时，电感器电流的波形表示变换器仍然保持CCM。

经过短暂的过渡期后，控制电压和开关驱动信号恢复到原来的波形，只要变换器工作在CCM，同时不断调节输出电压，占空比则不随负载电阻变化而变化。 R从2Ω到1Ω的负载阶跃变化产生的瞬态响应可以采用与先前分析相反的方法。此时，由于能量的缺失，输出电压产生过渡下冲。

2.3.工作模式变化响应

变换器处于CCM和DCM之间的边界时，负载电阻的大小由下式给出：

$R_{crit}=\frac{2L}{(1-D)T_{s}}=5.33\Omega$

在这种情况下，负载电阻暂时增大到R=8Ω，远高于临界值 $R_{crit}$ ，而输人电压在Vs=16V时保持恒定。变换器会跨越CCM/DCM边界，从而发生工作模式的转换。变换器的瞬态响应仿真如图3.30所示。在t=0.6ms时，发生R从1Ω到8Ω的负载阶跃变化，输出电压产生过冲。与此同时变换器在几个开关周期内进人DCM，如电感器电流波形所示。输出电压随后逐渐降至目标值，这是因为无论工作模式如何变化，反馈控制器均能保证实现直流调节。需要注意的是，与之前的负载响应情况不同，变换器始终在 CCM下工作，并且控制电压在稳态下保持相同的值，当变换器进人DCM时，控制电压和占空比的值都降低。这是因为DCM操作中的增益公式与CCM操作中不同。因此，变换器必须达到与DCM操作相适应的占空比。实际上，对于相同的占空比， DCM增益大于CCM增益。因此，当变换器进人DCM时，应减小占空比以产生相同的输出电压。