基于STM32的阻抗分析仪设计

2019年全国电子设计大赛D题国家二等奖技术解析

在高校电子竞赛的舞台上，有一类题目总能引发广泛关注——它不单考代码能力，也不只拼硬件布板，而是要求选手将信号链从前端感知到后处理完整闭环。2019年全国大学生电子设计竞赛的D题“简易电路特性测试装置”正是这样一道综合性极强的实战命题：用一套便携系统自动测量未知二端口网络的阻抗频率响应，并实时绘出幅频与相频曲线。

这道题看似原理简单，实则暗藏玄机。从激励信号的纯净度、采样同步性，到微弱电流信号的提取精度，再到FFT运算效率与图形化呈现，任何一个环节掉链子都会导致最终结果失真。而我们分析的这套获得国家二等奖的作品，恰恰是在资源受限的嵌入式平台上，以巧妙的设计思路和扎实的工程实现，把性能做到了接近专业仪器的水准。

整个系统的主控选用了 STM32F407ZGT6 ，这颗基于ARM Cortex-M4内核的MCU堪称当时32位微控制器中的“全能选手”。168MHz主频、浮点运算单元（FPU）、DSP指令集支持，让它在处理复杂数字信号时游刃有余；1MB Flash和192KB SRAM的空间也足以容纳完整的程序逻辑与数据缓冲区。更重要的是，它具备多个ADC、丰富的定时器以及FSMC接口，为构建一个集信号发生、高速采集、计算显示于一体的紧凑系统提供了可能。

真正让这个系统“活起来”的第一步，是生成一段稳定可调的正弦激励信号。这里团队没有选择传统的压控振荡器或函数发生芯片，而是采用了 AD9833 DDS 芯片 。DDS技术的核心在于相位累加器加查找表的结构——通过向内部28位相位累加器写入不同的频率控制字（FTW），就能以极高的分辨率输出所需频率：

$$
f_{out} = \frac{FTW \times f_{clk}}{2^{28}}
$$

假设外部晶振为25MHz，最小步进可达约0.093Hz，完全满足题目对100Hz~100kHz范围内精细扫频的需求。SPI通信速率高达40MHz，使得频率切换几乎无延迟。虽然AD9833输出幅度仅约600mVpp，但经过后续电压跟随与增益调理后，足以驱动大多数被测器件（DUT）。下面是关键配置代码片段：

void AD9833_SetFrequency(float freq) {
    uint32_t ftw = (uint32_t)(freq * pow(2, 28) / 25000000);
    uint16_t low_word = ftw & 0x3FFF;
    uint16_t high_word = (ftw >> 14) & 0x3FFF;

    HAL_GPIO_WritePin(FSYNC_GPIO_Port, FSYNC_Pin, GPIO_PIN_RESET);
    HAL_SPI_Transmit(&hspi1, (uint8_t*)&low_word, 2, 10);
    HAL_GPIO_WritePin(FSYNC_GPIO_Port, FSYNC_Pin, GPIO_PIN_SET);

    HAL_GPIO_WritePin(FSYNC_GPIO_Port, FSYNC_Pin, GPIO_PIN_RESET);
    HAL_SPI_Transmit(&hspi1, (uint8_t*)&high_word, 2, 10);
    HAL_GPIO_WritePin(FSYNC_GPIO_Port, FSYNC_Pin, GPIO_PIN_SET);

    uint16_t cmd = 0x2000; // Reset & Sin mode
    HAL_GPIO_WritePin(FSYNC_GPIO_Port, FSYNC_Pin, GPIO_PIN_RESET);
    HAL_SPI_Transmit(&hspi1, (uint8_t*)&cmd, 2, 10);
    HAL_GPIO_WritePin(FSYNC_GPIO_Port, FSYNC_Pin, GPIO_PIN_SET);
}

每次频率变化都通过SPI精确写入寄存器，确保每个频点都能准确激励DUT，这是后续测量可靠性的前提。

接下来才是真正的挑战：如何同时、准确地获取电压和电流？要知道，阻抗的本质是 $ Z = V/I $，而电流无法直接测量，只能通过采样电阻间接推导。系统采用经典的四线法结构：激励源驱动DUT与已知采样电阻 $ R_s $ 串联，分别采集两者两端电压。

电压通道使用仪表放大器INA128直接测量DUT压降，具有高输入阻抗和优秀共模抑制比（CMRR）；电流通道则测量 $ R_s $ 上的压降 $ V_s $，再由 $ I = V_s / R_s $ 得到电流值。两个信号均送入STM32的ADC进行双通道同步采样。

这里有几个细节决定了成败：

• 采样电阻的选择 必须权衡：太大会影响DUT工作状态，太小则信号微弱易受噪声干扰。实践中常选用100Ω±0.1%低温漂金属膜电阻，在精度与负载效应之间取得平衡；
• 所有模拟走线应尽量等长、远离数字信号线，避免引入时间偏差或串扰；
• 前端加入TVS二极管做输入保护，防止异常电压损坏ADC；
• 高频段还需考虑PCB寄生电容的影响，必要时可在反馈路径并联补偿电容。

为了保证两路信号的时间一致性，ADC采用定时器触发+DMA传输的方式工作。以下是HAL库下的典型配置：

void MX_ADC1_Init(void) {
    ADC_ChannelConfTypeDef sConfig = {0};

    hadc1.Instance = ADC1;
    hadc1.Init.ClockPrescaler = ADC_CLOCK_SYNC_PCLK_DIV4;
    hadc1.Init.Resolution = ADC_RESOLUTION_12B;
    hadc1.Init.ScanConvMode = ENABLE;
    hadc1.Init.ContinuousConvMode = ENABLE;
    hadc1.Init.ExternalTrigConvEdge = ADC_EXTERNALTRIGCONVEDGE_RISING;
    hadc1.Init.ExternalTrigConv = ADC_EXTERNALTRIGCONV_T3_TRGO; // 定时器触发
    hadc1.Init.NbrOfConversion = 2;

    HAL_ADC_Init(&hadc1);

    sConfig.Channel = ADC_CHANNEL_0;
    sConfig.Rank = 1;
    sConfig.SamplingTime = ADC_SAMPLETIME_15CYCLES;
    HAL_ADC_ConfigChannel(&hadc1, &sConfig);

    sConfig.Channel = ADC_CHANNEL_1;
    sConfig.Rank = 2;
    HAL_ADC_ConfigChannel(&hadc1, &sConfig);

    HAL_ADC_Start_DMA(&hadc1, (uint32_t*)adc_buffer, ADC_BUFFER_SIZE * 2); // 双通道DMA搬运
}

这种方式实现了“零CPU干预”的连续采样——ADC每完成一次转换，数据自动通过DMA写入内存缓冲区，主循环可以专注于后续的数据处理，极大提升了系统的实时性。

当一组1024点的电压和电流时域数据就绪后，下一步就是频域分析。团队没有采用过零检测或锁相放大这类传统方法，而是选择了 FFT（快速傅里叶变换） 来一次性提取全频段信息。这种方法效率更高，尤其适合需要多频点扫描的场景。

具体流程如下：
1. 对两路信号分别加汉宁窗以减少频谱泄漏；
2. 使用ARM官方提供的CMSIS-DSP库执行实数FFT；
3. 提取基波频率处的幅值与相位；
4. 计算阻抗模值 $ |Z| = |V|/|I| $ 和相角 $ \phi = \theta_V - \theta_I $。

核心代码如下：

float32_t fft_input[FFT_SIZE * 2];
float32_t fft_output[FFT_SIZE];
float32_t mag_buffer[FFT_SIZE / 2], phase_buffer[FFT_SIZE / 2];

void process_fft(float32_t *data, uint32_t len) {
    for (int i = 0; i < len; i++) {
        fft_input[2*i] = data[i] * hanning_window[i];
        fft_input[2*i+1] = 0.0f;
    }

    arm_rfft_fast_f32(&rfft_instance, fft_input, fft_output, 0);

    for (int i = 0; i < len / 2; i++) {
        float re = fft_output[2*i];
        float im = fft_output[2*i+1];
        mag_buffer[i] = sqrt(re*re + im*im);
        phase_buffer[i] = atan2(im, re) * 180.0 / PI;
    }
}

得益于Cortex-M4的FPU和优化过的汇编级FFT实现，一次1024点RFFT耗时不到2ms，使得整体100个频点的扫描可在5秒内完成，用户体验流畅。

最终结果通过FSMC接口驱动一块3.5英寸TFT-LCD实时绘制波特图。软件流程清晰高效：
1. 初始化所有外设；
2. 设置起始频率，启动AD9833；
3. 触发同步采样，DMA接收数据；
4. 分别对电压、电流信号做FFT处理；
5. 计算当前频点下的 $ |Z(f)| $ 和 $ \phi(f) $；
6. 存储数据并递增频率；
7. 重复至扫频结束，绘制完整曲线。

以RL串联电路为例，扫频步长1kHz，每个点采集1024样本（约4ms），最终生成标准的Bode图。实际测试中，该系统在1kHz以上频段仍能保持±5%的幅值误差和±3°的相位误差，表现远超同类低成本方案。

回看整个设计，它的成功并非依赖某一项尖端技术，而是体现在对系统瓶颈的精准识别与针对性优化上：
- 用AD9833解决宽频带高分辨率激励难题；
- 差分前端+屏蔽布线提升小信号信噪比；
- 同步采样+FFT保障相位测量一致性；
- DMA+CMSIS-DSP实现高效实时处理。

更值得称道的是其工程思维的成熟：电源去耦到位，模拟/数字地单点连接，采样率非整倍数时主动加窗，甚至连长期运行的温漂问题都预留了NTC校正接口。这些细节往往决定比赛成败。

这种高度集成的小型化阻抗分析架构，早已超越赛题本身的价值。它可以轻松转化为教学实验平台，用于《电路分析》《信号与系统》课程中的频率响应演示；也能作为工业现场的传感器健康监测终端，实时追踪元件老化趋势；若进一步增加Wi-Fi模块和云端上传功能，甚至能发展成物联网边缘节点。

未来若引入自动校准算法（如Open/Short/Load三点校正）、支持触摸交互、扩展至更高频率（如使用AD9834或Si5351），其实用性和智能化水平还将大幅提升。而这一切的基础，正是今天我们在这一套获奖作品中看到的——扎实的模拟功底、高效的数字处理能力和严谨的系统工程意识。

这样的设计，不只是为了拿奖，更是对“如何做出一台真正好用的电子仪器”的一次完整回答。