基于碳化硅器件的主动热管理技术（节选）

文章来源：东南大学博士学位论文

              《基于碳化硅器件的无线充电电源设计及主动热管理技术研究》

作者：王若隐

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第四章 基于多参量组合的无线充电电源主动热管理策略研究

相比于持续高温带来的影响结温波动对SiC MOSFET寿命的影响更大。多负载WPT系统中负载的变化势必会导致无线充电电源中SiC MOSFET产生结温波动，调节开关频率进行结温调节是目前运用最广泛的结温控制方法。但是，频率调节会造成磁耦合式WPT系统偏离谐振点，严重影响电源传输特性和输出质量。在进行主动热管理策略设计前，本章首先针对当前热管理技术的不足，分析了功率波动的特点，提出重点考虑低频结温波动对无线充电电源中SiC MOSFET的影响；其次，采用雨流计数统计法和线性累计损伤理论设计了SiC MOSFET期望寿命的评估方法，用于评价所提出主动热管理策略的效果；再次，分别建立SiC MOSFET开关过程的动态模型和多负载WPT系统的等效电路模型，分析了结温、损耗与栅极驱动电压及缓冲电容之间的关系，提出了一种适用于WPT系统的多参量组合式主动热管理方法；最后，通过实验验证了前述理论研究的正确性。

4.1 无线充电电源热管理技术及结温波动特点分析

随着功率变换器容量不断扩大，安全可靠运行也越发重要，本章在进行无线充电电源设计时是以效率为导向，并未充分考虑电源的热可靠性。相较于传统电气领域和微电子领域装置的可靠性研究，功率变换器的可靠性研究起步较晚。在进行功率变换器设计时，通常考虑提高设备或器件的裕量以保证功率变换器的高可靠性运行。显然，这种方法不但提高了制造成本，还提高了相应的运维成本。因此在设计功率变换器时必须考虑效率和可靠性的综合优化与平衡。经过调研，功率变换器运行工况下引起半导体器件失效的主要因素是温度。进一步的，与持续工作在高温环境的挑战相比，结温波动对SiC MOSFET可靠性的影响更大。无线充电电源的运行工况不固定，系统功率波动造成的结温波动使SiC MOSFET连续承受交变热应力冲击从而导致热疲劳失效，大大降低无线充电电源的热可靠性和使用寿命。因此，对SiC MOSFET进行结温管理研究无论是提高器件本体可靠性还是无线充电电源模块的可靠性都具有现实意义。

换言之，目前SiC MOSFET无法在无线充电电源中充分发挥其特性优势的另一个原因是SiC MOSFET面临高电热应力问题，需要研究电热应力形成原因及热管理方法。截至目前，国内外尚未系统提出无线充电电源热管理的概念，相关的热设计均局限于电源模块的外部散热设计，其主要的目的还是过温保护，无法解决结温波动对SiC MOSFET可靠性的影响。鉴于无线充电电源在运行过程中不断承受随机的热应力冲击导致使用寿命下降，为了提高可靠性和延长使用寿命，基于SiC MOSFET的无线充电电源热管理技术应具备平滑结温波动、降低热应力冲击的能力，为WPT系统全寿命周期健康管理服务。通常功率变换器不采用任何健康管理策略时变换器的寿命要比采用健康管理时要短[80]。综上所述，SiC MOSFET的应用为研制更高功率和更高效率的无线充电电源奠定基础，为了保证SiC MOSFET在无线充电电源中充分其优异特性兼顾高可靠性，需要对充电电源中的SiC MOSFET进行状态监测并设计主动热管理策略，以降低结温波动诱发的寿命降低问题。因此，本文后续首先将进行SiCMOSFET结温检测技术研究，基于此进一步设计无线充电电源主动热管理策略。

在电力电子领域，由于使用场景不同、功率需求不一和负载特性差异等情况，导致功率变换装置不可能一直工作在恒定功率下。这意味着功率变换器将承受不同程度的功率波动，电动汽车WPT系统也不例外。目前，电动汽车WPT系统可分为静态和动态无线充电系统。采用静态一对一式WPT系统时，由于电池特性存在小电流充电、额定电流充电和大电流充电等不同的工作状态，系统负载和功率会在较宽范围变化，这就要求WPT系统高频逆变电源能够工作在空载、轻载和重载等工况。此外，电动汽车制造厂商不同导致所采用的电池特性存在差异，即使是相同电动汽车，驾驶员停车位置的随机性也会影响系统功率输出。静态一对多式无线充电系统是一对一式系统的扩展，能够为多个负载同时供电，从而减少系统供电电源的数量。进行充电时负载数量的不确定性，以及负载接入与切除的随机性都将导致发射侧功率波动。在电动汽车动态无线充电系统中，短分段结构式无线充电系统将会在两发射线圈切换处产生功率波动。如图4.1所示长导轨结构WPT系统类似于一对多式静态无线充电系统，普遍采用单发射线圈和多接收线圈组成，其中单个发射线圈可达百米以上，同样车辆的随机接入势必会导致发射端高频逆变电源承受功率波动。

综上所述，对于无线充电电源而言，无论是静态无线充电系统还是动态无线充电系统均承受着不同程度的功率波动。这些功率波动会导致其中的SiC MOSFET不断经受结温波动，诱发器件物理劳损。当累积物理劳损超过一定限度时，SiC MOSFET发生故障，危及WPT系统的可靠性。

对无线充电电源进行主动热管理的目的是降低其中SiC MOSFET的结温波动，提高其使用寿命和系统可靠性。无线充电电源的结温波动由波动频率划分具有不同的特点，对SiC MOSFET造成的影响不一样，相对应的结温管理策略也不一样。因此需要依据结温波动特点进行分类，常见的结温波动主要可以分为高频结温波动、基频结温波动和低频结温波动。

（1）高频结温波动

高频结温波动是指无线充电电源中SiC MOSFET在一个开关周期内的开通与关断行为所造成的结温波动，与开关频率相关联，这类结温波动量级通常为毫秒或微秒级。如图4.2所示SiC MOSFET的开关频率为2.5kHz，其中开通时间为300μs，关断时间为100μus，结温波动频率与SiC MOSFET的开关频率相同。

（2）基频结温波动

基频结温波动一般存在于正弦功率变换器中，如图4.3所示。系统电流在基波的半个周期流过功率半导体器件导致器件结温变化，这种结温波动被称为基频结温波动。结温波动频率与功率变换器的基波频率相同，时间量级通常在毫秒级与秒级之间。

（3）低频结温波动

低频结温波动又可以进一步分为：无线充电系统功率变化引起的结温波动和环境温度变化引起的结温波动。环境温度变化引起的结温波动较易理解，即功率半导体器件所处的环境发生改变，导致其结温趋向于环境温度。环境温度的波动将导致功率半导体器件结温产生波动，这类波动的时间量级为小时。因系统输入或输出功率变化导致的半导体器件结温波动也属于低频结温波动，例如无线充电电源并不是以固定功率对负载进行充放电，这将导致电源所处的工况是随机的、非平稳的。所以当系统功率波动时SiC MOSFET的结温也会随之波动，这类结温波动的时间量级通常为秒级或以上，如图4.4所示。

综上所述，从高频波动到低频波动覆盖了半导体器件的所有结温波动类型，如图4.5所示。通常功率半导体器件的结温波动是由各个时间量级的结温波动相互叠加而成，通过第一章文献调研可知，任何形式的结温波动都会不同程度地影响功率半导体器件寿命，理论上对SiC MOSFET进行分析时应该考虑多时间量级的结温波动168]。研究表明高频结温波动对功率半导体器件寿命的影响基本可以忽略不计，因为高频结温波动频率通常在kHz、MHz级之上，结温波动的幅度较小。文献[168]同时指出，基频结温波动例如风电变流器基频为50Hz，对功率半导体器件的寿命影响也相对较小。文献[169指出对功率半导体器件寿命起主导作用的是低频结温波动，研究结果同时表明结温波动对SiCMOSFET可靠性的影响远大于传统SiMOSFET和IGBT。因此，本文重点研究如何抑制随机工况下SiCMOSFET的低频结温波动，设计适用于无线充电电源的主动热管理技术以提高SiCMOSFET的期望寿命，从而提高无线充电电源的可靠性。

4.2 主动热管理策略的评价方法设计

无论采用何种主动热管理策略都需要有一个固定的评判方法或标准，本节从统计温度循环载荷和建立寿命模型两个角度，评估后续所提出的主动热管理策略对提升SiC MOSFET期望寿命的有效性，最终给出了完整的主动热管理策略评估流程。

4.2.1 温度循环载荷统计

为了评估SiC MOSFET的期望寿命必须获取器件在单位周期内的温度循环载荷，建立寿命评估模型需要依据SiC MOSFET的结温曲线统计和提取温度循环载荷。本章采用第三章所设计的基于值电压的结温检测方法完成SiC MOSFET结温在线测量，用以获得温度循环载荷。文献[171]指出常用于统计疲劳寿命载荷的方法主要包括峰值计数法、穿越分析法和雨流计数法。其中，雨流计数法的基本原理符合材料疲劳损伤规律，广泛应用于工业界。雨流计数法把器件承受温度循环载荷的历程简化为全循环和半循环，综合考虑热疲劳载荷循环中的温度循环载荷均值、载荷幅值以及出现频率三者之间的关系，其基本原理如下：

（1）如图4.6所示，通过结温曲线建立温度循环载荷折线图，共9个温度循环载荷点。

（2）如图4.7所示将图4.6旋转90°，坐标横轴与纵轴互换。将每个温度循环载荷点类比为雨滴，模拟雨滴从波峰或者波谷内侧流下的场景，即雨滴从每个波峰（谷）处沿斜坡流下，流到波峰（谷）处直接垂直下落，如图4.7中蓝色虚线和红色虚线所示。雨滴保持流动，遇到比波峰起始点更高的峰或者比波谷起始点更低的谷后停止。

（3）在雨滴流动过程中遇到上层下落的雨滴时停止流动，这就组成了一个闭合的全循环，如图4.7中的c-d-d'和g-h-h所示。

（4）提取所有全循环的同时去除全循环对应的温度循环载荷点，剩下的轨迹无法通过雨流计数，属于一个发散-收敛波。将这个发散-收敛波从最低谷或者最高峰处分成两端，将前一段的起点与后一段的终点相连构成新的收敛-发散波。

（5）重复步骤（1）（2）（3）（4），直至提取剩余所有的全循环。

（6）统计每个全循环的结温波动值△T，以及每个全循环出现的次数。

至此完成雨流计数法的基本原理介绍，本章利用图4.7为例进行雨流计数法统计说明。图4.7中红色字母表示每个温度载荷雨滴停止的位置，起始点a的雨滴沿ab线段流下。由于c点是比a点更低下的波谷点，雨滴在c点对应的虚线位置处停止。起始点b的雨滴沿bc线段流下，继续在e点垂直下落。由于f点是比b点更高的波峰点，雨滴在f点对应的虚线位置处停止。起始点c的雨滴沿cd线段流下，由于e点是比c点更低的波谷点，雨滴在e点对应的虚线位置处停止。起始点在d的雨滴沿de线段由于遇到点c垂直落下的雨流，在点d'处停止，这时构成一个温度载荷的全循环c-d-d。依据雨流计数原理提取出所有的全循环h-g-g'。

去除上述全循环的温度载荷点c、d、g和h后，图4.6转变为图4.8(a)。图4.8(a)所示的温度载荷曲线不包含任何全循环，属于一个发散-收敛波。将曲线在e点处，即最低的波谷处断开曲线。之后将i点与a点相连，变为如图4.8(b)所示的曲线，属于一个收敛-发散波。构成新的全循环a-b-b，去除这个全循环后温度载荷点只剩e点和f点，无法构建新的循环，至此雨流计数法停止。

根据统计本温度循环载荷共有3个全循环c-d-d'、g-h-h和a-b-b。如图4.9所示这3个全循环的温度波动分别为△Ti1、△Ti2和△T3，表明SiCMOSFET承受了这3种结温波动。需要强调的是，雨流计数法的最终目的是统计每个温度波动下全循环的次数。

4.2.2 SiC MOSFET的寿命模型

通常利用功率半导体器件失效前的循环次数N来表征器件寿命，主要分为物理模型和数学模型。物理模型法是利用材料的物理和化学特性建立的寿命模型，这种建模方法十分复杂，需要了解材料物理层面的破坏机制[172]。数学模型法是利用老化实验测试数据进行数学拟合得到的寿命模型，易于实现。本章重点考虑结温波动对于寿命的影响，因此选择数学模型法中的Coffin-Manson模型[173]进行SiC MOSFET寿命的估算，如式(4.1)所示为：

式中a和b表示拟合系数，需要通过SiCMOSFET的加速老化实验获得。

接着，采用累计损伤理论计算SiCMOSFET承受不同结温波动时的寿命消耗，本章采用Miner线性积累损伤理论[174]进行积累损伤计算，此模型结构简单表达式为：

式中D为损伤累积度，SiC MOSFET失效时D=1。ni表示第i种温度循环载荷出现的次数，Ni表示第i种温度循环情况下使SiC MOSFET失效的总循环次数，m表示温度循环种类的个数。

最终，依据损伤累积度D计算出SiC MOSFET的期望寿命T为：

采用Coffin-Manson模型表征SiC MOSFET寿命时，需利用功率循环老化实验拟合得到系数a和b的值。本章选用的SiC MOSFET型号为IXFN50N120SiC，制造商提供了所研究模块的功率循环测试结果，结温波动△Tj为40℃时SiC MOSFET的失效周期数约为346421次，△Tj为120℃时SiC MOSFET的失效周期数约为106867次，代入得到方程组得：

实验中通过改变系统功率使SiC MOSFET不断升温和降温，在升温过程中停止风扇以加速升温，降温过程中打开风扇以加速降温，循环往复直至SiC MOSFET失效。完成4组测试实验，结温波动△Tj分别为90℃、100℃、110℃和120℃，进行功率循环老化试验后。失效周期数如图4.10中五角星所示，验证了Coffin-Manson模型的正确性。

4.2.3 主动热管理效果评估流程

完成温度循环载荷统计与寿命模型建立后，完整的主动热管理效果评估流程如图4.11所示。首先，利用加速老化实验进行Coffin-Manson模型的拟合：其次，采集随机工况下SiC MOSFET的结温，绘制结温曲线图：然后，利用雨流计数法遍历结温曲线中的所有全循环，包括种类AT，和出现次数n：接着，将每种温度载荷循环△Tji代入Coffin-Manson模型即可计算出每种载荷情况下SiC MOSFET的可循环次数N：最终，采用Miner模型计算出SiC MOSFET的期望寿命以反映所采用主动热管理策略的效果。

4.3 多负载无线充电系统等效电路模型

无论是静态还是动态多负载电动汽车WPT系统，等效电路均可用图4.12表示。由于LCC-S型补偿拓扑具有发射线圈恒流和接收线圈恒压的特性，易于实现充电控制，故本章采用LCC-S型补偿拓扑作为应用背景。

基于耦合模理论和基尔霍夫电压定律进行分析，每个负载支路的阻抗Zi表示为：

式中Ri表示第i个支路的负载等效电阻，RLi表示第i个支路中接收线圈的内阻，Li表示第i个支路中的接收线圈自感，Ci表示第i个支路中的补偿电容。

那么系统总反射阻抗Zr为：

式中Mi表示每个支路与发射线圈的互感。

多负载WPT系统的输入阻抗Zin可表示为：

式中Lp和Rp分别表示发射端补偿电感及其内阻，Cs和Cp为补偿电容，Ls和Rs分别表示发射线圈自感及其内阻，系统谐振的条件为：

忽略系统寄生参数后可得：

最终，取模后得到系统的输入功率Pin表达式：

综上得出如下结论：

（1）LCC-S型多负载WPT系统在谐振状态时，发射线圈具有恒流特性。而系统每个接收线圈具有恒压特性，与负载无关。

（2）随着多负载WPT系统中负载数量n的增加，系统输入阻抗Zin减小，而输入功率Pin增大。相反，随着负载数量n的减少，系统输入阻抗Zin增加，输入功率Pin随之减少。因此，负载的变化会导致多负载WPT系统发射端的高频逆变电源产生功率波动。

4.4 SiCMOSFET的结温影响因素分析

针对电动汽车无线充电电源进行主动热管理设计时，需要明确与SiC MOSFET结温相关的电参量作为可控参数。通常引起SiC MOSFET发热的主要因素为开关损耗，因此本文所提出的结温控制策略主要是基于SiC MOSFET的开关损耗调节。

4.4.1 SiC MOSFET开关过程建模

为排除外部因素影响，对SiC MOSFET的栅极输入电路进行相应简化，如图4.13所示。

4.4.2 栅极电压对开关损耗的影响

（1）开通损耗

（2）关断损耗

4.4.3 缓冲电路对开关损耗的影响

WPT系统中高频逆变电源由4个SiCMOSFET(S1，S2，S3和S4)组成，为方便分析高频逆变器后级电路等效为负载阻抗Zr，如图4.16所示。其中D1,D2，D3和D4分别表示这4个SiCMOSFET的体二极管，起到续流作用。

分析高频逆变电源的工作模态可知，当S1和S4导通时负载电流通过S1和S4，S1和S4的压降约为0V，如图4.17(a)所示。当S1和S4关断时由于死区存在S2和S3不能立即导通，负载电流Io无法突变只能先通过D2和D3续流，如图4.17(b)所示。

又因S1和S4的电压上升到母线电压V0之前(S1和S4完全关断前)，二极管D2和D3由于反向压降无法导通。所以只有在二极管电压上升到母线电压V0后，电流才能通过D2和D3续流。SiC MOSFET的关断波形示意图如图4.18所示，关断损耗分布在I区和I区。

为了解决这个问题本章加入RC缓冲电路，如图4.19所示。此时逆变器的工作模态发生改变，当S1和S4导通时缓冲电路被短路，电流通过S1和S4。当S1和S4关断时电流可以在D2和D3正向导通之前立马通过RC缓冲电路续流，如图4.19(b)所示S1和S4上的电流会立即减小。此时SiC MOSFET的关断波形示意图如图4.20所示，损耗仅存在于II区，由此可见RC缓冲电路有降低SiC MOSFET关断损耗的作用。

为了构建缓冲电路与关断损耗的数学关系，进一步分析RC缓冲电路对SiCMOSFET开关过程的影响。SiCMOSFET导通时的电流走向如图4.21(a)所示，关断时的电流走向如图4.21(b)所示。

主要分为以下2种情况讨论：

4.4.4 结温和开关损耗的映射关系

除了建立电路参数（驱动电压和缓冲电容）与开关能耗（Eon和Eoff）之间的关系外，还需要更直观表达SiC MOSFET开关损耗与结温之间的关系，如式(4.59)所示：

SiC MOSFET的结温随开关损耗的增大而增大，随开关损耗的减小而减小。

4.5 多参量组合式主动热管理策略研究

多负载WPT系统中负载数量的不确定性将会导致发射端高频逆变电源承受随机功率波动，进而导致SiC MOSFET结温波动。经过4.4节分析，在高频逆变电源中加入RC缓冲电路可实现对关断损耗的调节，但是电容容值难以线性连续调节且无法调节开通损耗。另一个可参与调节SiC MOSFET结温的参数是栅极电压，相较而言电压更易实现连续调节。

本章提出一种组合式的SiCMOSFET结温调节策略，将栅极驱动电压调节与缓冲电容调节相结合。利用缓冲电容和栅极驱动电压共同调节结温，将这两种调节方式结合的优势在于：

（1）SiCMOSFET的开通损耗和关断损耗均可参与结温调节，扩大单一结温波动调节方式的调节范围；

（2）单独采用缓冲电容调节SiCMOSFET结温难以实现线性连续调节，属于一种开环控制，控制效果和干扰抑制性能都比较差，这种方法无法单独调整桥式拓扑中单个SiCMOSFET的结温。而加入栅极驱动电压调节后可进行结温的闭环调节，且可实现SiCMOSFET结温的独立调节。

4.5.1 WPT热管理系统整体架构 

为了减缓多负载WPT系统中SiC MOSFET的结温波动，本章所提出的多参量组合式SiC MOSFET结温控制策略系统架构如图4.24所示。主电路拓扑由高频全桥逆变电源、LCC-S型谐振网络、多个接收线圈、整流桥以及相应的负载电路组成。高频全桥逆变电源包含4个SiC MOSFET(S1～S4)以互补导通的模式工作，将直流电压U逆变成高频交流电压Uab。原边线圈Ls、谐振电感Lp、谐振电容Cs和Cp组成原边谐振网络。受高频交流电压Uab激励，Ls产生高频交变磁场。根据耦合谐振原理，在副边多负载线圈L中感应出一个电压。最终通过串联谐振电容Ci和整流桥，获得直流输出电压Vi给负载Ri供电。

系统控制电路主要由缓冲电容调节电路和栅极驱动电压调节电路组成，需要强调的是缓冲电容大小难以线性连续调节，只能做到一个功率范围对应一个缓冲电容容值，设计控制系统时需要以系统输入功率区间作为缓冲电容容值切换的判定依据。缓冲电容控制电路主要由2个模块组成，在图4.24中标记为①和②。DSP控制器()采集WPT系统的输入电压U和输入电流lin后根据系统输入功率Pin的范围确定缓冲电路(②)中的开关信号。4个SiC MOSFET的缓冲电路开关信号保持一致，即同时调整4个缓冲电路中缓冲电容容值。栅极电压控制电路主要包含3个模块(①③)，完成缓冲电容调节之后DSP控制器(①)对采集到的SiC MOSFET结温信息进行PID运算产生栅极驱动信号。驱动电压的大小由原边控制器（①)的DAC模块连接模拟量控制电源(③产生具备驱动能力的栅极驱动电压。最终通过栅极驱动器()驱动SiC MOSFET，此部分电路设计将在4.5.2节中详细阐释。

SiC MOSFET的结温测量电路采用本文第三章提出的基于阈值电压的结温检测电路(③)，得到实时结温信息Tjth。一方面将Tjth输入到DSP控制器中进行处理，另一方面通过数据记录仪(④)直观展现SiC MOSFET的结温变换趋势绘制结温波动图。

4.5.2 多参量组合结温调节策略

经过4.4.3节推导分析可知，改变缓冲电容可以调节SiC MOSFET的关断损耗，但容值难以线性连续调整。本章提出一种通过辅助开关投切方法改变缓冲电容的并联个数以调节缓冲电容容值大小。电路原理如图4.25所示，Ti表示辅助开关，Ci表示缓冲电容。

依据此电路本章设计了基于缓冲电容投切的结温调节策略，基本原理如图4.26所示。WPT系统依据不同的输入功率等级范围控制辅助开关的开关状态，改变缓冲电容的并联个数。处理器通过电流和电压传感器分别采集多负载WPT系统的输入电流Iin和输入电压Uin，得到输入功率Pin后进行比较。m表示将输入功率划分为m个范围，对应m组不同的开关信号Swm进而构成m个不同的缓冲电容容值。开关信号Sw=[T1,T2...Tn]同时输入到4组缓冲电路中辅助开关的驱动电路，同步调节4组缓冲电容。

基于缓冲电容投切的结温调节策略属于开环调节且只能调节关断损耗，本章进一步利用栅极驱动电压调节开通损耗，完成SiC MOSFET的闭环结温调节如图4.27所示。这部分控制策略的工作原理是SiC MOSFET的结温大于参考温度时，增加栅极驱动电压以降低开通损耗：结温低于参考温度时，减小栅极驱动电压以增加开关损耗。

采用基于阈值电压的结温检测方法在线采集结温Tjth，经过滤波消除噪声和干扰后得到可操作的温度信号Tj。将温度信号T与参考温度Tref进行比较，通常设置参考温度为逆变器半载时的SiC MOSFET结温，本章设置参考温度为一定负载个数下的结温。之后进行PID运算，限定幅值后作为每一个SiC MOSFET开通电压的变化量Ure。Udon为处理器中的数字量，经过调节后通过处理器DAC模块输出，此时的输出不具备驱动能力，需通过模拟量控制电源模块输出。最终获得实际带驱动能力的开通电压Uon，实现了SiC MOSFET栅极驱动电压的实时调节。实验中采用的数据记录仪为无纸记录仪，为MEACON公司生产的MIK-R200T型无纸记录仪，其采用液晶显示屏可显示多种测量信息，如数字、棒图、曲线等。

至此，完成了多参量组合式的无线充电电源主动热管理策略的设计，将基于缓冲电容与基于栅极电压的SiC MOSFET结温调节方法结合，取长补短。

4.6 实验验证

为验证多参量组合式SiC MOSFET结温调节策略的可行性和有效性，本章搭建了5kW功率等级的电动汽车多负载无线充电系统实验平台，耦合线圈采用1对4的方式模拟多负载系统。多负载WPT系统的原边控制装置如图4.28所示。高频逆变器采用的SiC MOSFET型号为IXFN50N120SiC，具体实验参数如表4.1所示。LCC-S型多负载WPT系统具有接收线圈恒压的特点，实验采用可编程电子负载通过编程实现不同负载的组合和切换，改变系统的输入功率Pin模拟功率波动，波动顺序见表4.2。

缓冲电容投切电路实物如图4.29所示，采用型号为STB24NM60N(600V/17A)的MOSFET作为辅助开关，开关信号由输入功率判定。

在多负载实验中为了保证每个发射线圈的自感与接收线圈的自感相同，使用ANSYS Maxwell工具进行电磁仿真以求出磁场的等效位置放置接收线圈，结果如图4.30(a)所示。红色虚线是接收线圈的位置，位于发射线圈的四个角，这四个位置磁场分布较均匀。线圈实物如图4.30(b)所示，经测试副边整流桥的输出电压为110V。

实验中发现缓冲电容容值的选取需要加以限制。对于RC缓冲电路来说，其本质属于阻尼吸收电路。缓冲电阻R的作用是产生阻尼吸收电压尖峰的谐振能量，因此R是功率器件，决定了电压尖峰的吸收效果。而缓冲电容C的作用是为电阻R提供能量泄放通道，缓冲电阻R和缓冲电容C的取值都会影响缓冲效果，可以通过同时调节R和C来调节缓冲效果。

但是同时调节R和C会增加系统复杂度，因此实验中设定R为定值。通过测试从两个角度考虑初步确定了实验系统中缓冲电阻R设置为5Ω较为合适，对于缓冲电容C而言：

（1）理论上缓冲电容C越大关断损耗的调节范围也越大。但是增加缓冲电容C会导致R上的功率增加，需要考虑R的散热问题，有可能需要增加电阻散热器，增加系统成本。

（2）经过测试发现，对于本系统而言在缓冲电容C范围为[30nF,160nF]，R固定为52时，缓冲电路可以有效缓冲电压尖峰。当缓冲电容小于30nF时，振荡变得明显，如图4.31(a)所示。当缓冲电容为[30nF,140nF]时，振荡抑制效果较好，如图4.31(b)所示。此时缓冲电阻的温度可以稳定在55.4C附近，如图4.31(c)所示。而当缓冲电容超过140nF后，电阻温度很快上升到74.8°C并维持上升趋势，如图4.31(d)所示。因此，本章在[30nF,140nF区间内选取缓冲电容，不同的输入功率区间对应不同的缓冲电容，如表4.3所示。最终根据表二中功率波动顺序，缓冲电容设置为99nF-132nF-33nF-66nF-132nF-33nF-66nF。

对辅助开关信号Sw=[T1，T2，T3，T4]进行测试，功率波动顺序对应的电容顺序为99nF-132nF-33nF-66nF。测试结果如图4.32所示，本章所设计的缓冲电容投切电路可有效根据系统输入功率完成投切工作。

接着，测试了不同缓冲电容时SiC MOSFET的电流和电压波形。如图4.33所示缓冲电容越大，关断电压上升斜率越小，表示关断电压上升越慢。同时RC缓冲电路的加入使电流迅速降低，不同的缓冲电容并不影响关断电流的下降斜率，实验结果验证了4.4.3节的推导。

任何结温调节策略都不能影响WPT系统高频逆变器的输出质量，实验中对缓冲电容切换时高频逆变器的输出电压Uab和电流Iab进行了测试，结果如图4.34所示。为方便观察设置了两个固定的电子负载切换时间以模拟不同的系统输入功率。由于系统输入电压Um保持

恒定，通过电流lin表征输入功率Pin的变化。图4.34(a)表示电流从14.4A变换到9.2A时逆变器的输出电压和电流波形，图4.34(b)表示电流从14.4变换到20A时逆变器的输出电压和电波形。可以观察到，在电容切换时仅仅会对逆变输出电压造成轻微扰动。据前文描述切换缓冲电容大小的依据是输入功率等级，不需要频繁切换，这种轻微抖动对系统影响较小。实验结果验证了所提出的方法并不需要牺牲高频逆变器的输出质量，非常适合WPT系统。

完成上述测试后加入栅极电压调控方法进一步实现多参量组合的主动热管理策略，本章设置开通电压的调节范围为+15至+25V。参考温度一般可设置高频逆变电源处于半载状态时SiC MOSFET的结温，根据所SiC MOSFET的额定电流情况，实验中参考温度设置为15A时所对应的结温（76℃）。系统功率波动情况通过输入电流Iin波动情况表达。实验中设定电流按照14.4A-18.5A-9.6A-12.0A-20.0A-8.0A-12.6A的顺序波动，由此产生的电流波动如图4.35中的橙色线段所示。图4.35中的蓝线表示没有采用任何主动热管理策略，此时WPT系统高频逆变电源中SiC MOSFET结温随负载变化发生随机波动，最大结温波动幅度△Tjmax达到14.5℃C。图4.36中的绿线表示单独采用缓冲电容投切策略时SiC MOSFET的结温波动情况，最大结温波动幅度△Tjmax下降到9.7C，整体结温波动情况略有改善。图4.37中的紫线表示采用本章所提出的多参量组合式SiC MOSFET主动热管理后SiC MOSFET的结温波动情况果，最大结温波动幅度△Tjmax进一步下降到约为5.5℃C，明显降低了整体结温波动。

最后，为了验证多参量组合式主动热管理策略对提升SiC MOSFET寿命的有效性，采用4.2节中设计的寿命评估模型进行寿命估测。取结温曲线的局部极值利用雨流计数法进行温度循环载荷统计。图4.38为未采用任何主动热管理技术的载荷统计，包含3个全循环。图4.39为单独采用缓冲电容投切方法的载荷统计，包含3个全循环。图4.40为采用所提出的多参量组合式主动热管理技术后的载荷统计，部分时间段结温趋于平滑，仅有2个全循环。

同理，单独电容投切式的主动热管理和采用多参量组合式的主动热管理策略情况下SiC MOSFET期望寿命的计算流程不再重复阐述，计算结果分别如表4.4、表4.5和表4.6所示。

可以看出单独采用电容投切式的结温调节策略时，SiC MOSFET的寿命期望提高了约52%。而采用本章所提出的多参量组合式主动热管理技术后，SiC MOSFET的期望寿命提高约139%，实验结果验证了多参量组合式主动热管理方法的效果较单一控制方法效果更好。

4.7 本章小结

在多负载电动汽车WPT系统中，负载数量和种类变化将导致系统功率波动，进而导致无线充电电源中SiCMOSFET的结温产生波动。为解决该问题，本章在无线充电技术领域首次从主动结温调节的思路出发，以提高无线充电电源可靠性为导向，提出一种多参量组合式主动热管理技术，利用栅极驱动电压和缓冲电路分别调节开通损耗和关断损耗。此外本章设计了一套完整的SiCMOSFET寿命评估流程，用以评价主动热管理策略的效果。综上所述，本章的主要研究工作和结论如下：

（1）在本章中首先分析了高频结温波动、基频结温波动和低频结温波动各自的特点，其中低频结温波动对无线充电电源中SiCMOSFET寿命起主导作用，明确了本文设计主动热管理策略的目的是降低SiCMOSFET低频结温波动。

（2）本章设计了一套完整SiCMOSFET寿命评估流程，利用雨流计数法统计所有温度全循环，通过应力加速寿命实验建立了SiCMOSFET的Coffin-Manson模型，结合累计损伤理论计算出SiCMOSFET的期望寿命。根据此寿命评估流程，可验证本章及后续章节所设计的主动热管理策略有效性。

（3）本章建立了SiCMOSFET开关损耗的动态模型，分别推导了栅极驱动电压与开通损耗的关系，以及缓冲电容大小与关断损耗的关系。进而确定了结温调节参数，提出了一种多参量组合式的SiCMOSFET主动热管理方案。

（4）综合前述多参量组合式主动热管理方案，提出适用于电动汽车WPT系统的SiCMOSFET主动结温控制策略，实现在不影响系统传输特性的前提下大幅降低SiCMOSFET的结温波动幅度。实验结果表明，相比于单一缓冲电容控制方法，多参量组合结温控制效果更好，SiCMOSFET的期望寿命提高了约139%。同时与现有结温控制方法相比，多参量组合式主动热管理策略可独立调节无线充电电源中每一个SiCMOSFET的结温。

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