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电源抑制比的代号是PSRR，这个词不是运算放大器的专属，如果你研究过LDO，或DCDC芯片，你会发现，PSRR也是LDO以及DCDC的关键指标参数。通俗点来说，PSRR是表征电路对电源电压波动抑制能力的一个关键指标。它一般以dB为单位，通过这一指标，我们能评估器件是否可以有效抑制电源上的变化或噪声对输出信号的影响。在运算放大器电路中，PSRR参数描述了放大器在直流电源变化时保持输出稳定的能力。对于LDO和DC/DC电路，PSRR用于衡量电路抑制输入电源纹波对输出端的影响。

据我了解，绝大多数比较器都是开漏输出的，因此设计时最好预留一个上拉电阻，这是一个小案例，大家平时设计时需要注意仔细阅读规格书中的关键参数，以防设计时有遗漏或发生错误。电路比较简单，如下图所示：大致意思是用比较器输出控制NPN三极管Q2，进而控制PMOS管Q1，从而达到打开关闭LED的目的，LED电路未在图中画出。设计者忽略了LM2903这是一颗开漏输出的比较器，无法输出高电平，因此无法按照预想打开Q2，所以LED也不会亮。关于比较器电路设计，我也写过一篇比较长的文章，涉及基础原理，实例计算等。

这个意思是OPA2333的开环放大倍数乘对应的频率，刚好等于350KHz，我们在图中的开环频率曲线看下，在频率为100Hz时的开环增益是71dB，71dB的放大倍数是3548倍（dB与放大倍数的转换参考1.4.8小节），3548*100Hz=354.8KHz，非常接近手册中的增益带宽积350KHz。在运放开环增益频率曲线中，在一定频率范围内，运放的开环增益与对应的频率乘积为常数：增益带宽积（Gain Bandwidth Product， GBP 或者 GBW），即开环增益*频率=增益带宽积。

共模抑制比的定义节选自《你好，放大器》：可以肯定的是。

反应在图3中，当V1 = 5V，V2 = 5.001V，或V1 = 0，V2 = 1mV时，它们的输出电压应是相同的。如图4所示，长尾对中的晶体管需要供给基极电流，所以图3中当V1 = V2 = 0时，而I1和I2将不为零。2）带宽增益积：在某个指定增益下，该增益与该状态下带宽的乘积。图3中，即使V1 = V2 = 0，I1和I2也不会相等，所以把I1和I2之间的差值定义为失调电流。当然，性能越好的运放，价格也越高，根据不同使用场合选用不同的运放，确保最佳的性价比也是作为一个工程师的必备技能。

常见的电阻式电流采样方案如下图1和图2。※ 图1将一个采样电阻Rs串联在电流通路中，采样电阻靠近电源VCC侧，电流I流过采样电阻会产生压差，用电流采样放大器放大放大A倍后得到一个电压Vout，Vout=IRsA，MCU的ADC读取这个电压Vout，用Vout就可以反算出流过通路的电流大小。图1 高侧采样。

另外一种情况就是断电的瞬间运放内部保护电路可能是失效的，输入端如果放置了电容，输入电压则不会突然消失，这对运放的输入端可能会出现过压的情况，如果没有串接电阻，会导致运放输入端流入过量的电流从而损坏。所以一般在运放的内部，同相端和反相端都会有钳位保护的二极管，防止输入的共模电压和差模电压超过一定的电压值，有一些则是有静电保护的ESD管，防止静电损坏运放。对于电压跟随器，当输入信号超过VCC时，上面的二极管导通，所以这时电阻R1就起到一个限流的作用，防止流过二极管电流过大，损坏芯片。

此时得到的差分输入电压就等于：Ib+Rb+ （正相端的基极电阻） - ( Ib- * Rb-( 反相端的基极电阻 )) ，if 让 Rb+ = Rb- = Rb, 则差分输入电压 = Rb(Ib+ - Ib-) = RbIin(off)而 Iin(off) < Iin(bias)/4, 则此时基极电流不相等产生的偏置电流的影响在这个等式中被消除了，所以当两个电阻相等的时候，此时只剩下了输入失调电流的影响。BJT 构成的双极型运放，其输入级的电路如上，其输入偏置电流的典型值是 nA 级。

运放供电电压15V到输出电压（1V-4.5V）之间的电压差，全部在运放里面消耗了，按照最大压差计算，一个电路就消耗140mW。（公式中的2，是因为OPA2171为双通道）（以数据手册中的输出最大短路电流，计算最大可能功耗）如下图所示。注：表格中25mA是输出电流，35mA是短路电流，我们算输出功耗用25mA。Iq是运行的静态电流，一般是datasheet中IQ参数，如下图所示。之 ”10.运放十坑之被遗忘的功耗“也提到关于功耗的评估。Io是运放输出电流，与外围电流有关。其中V是正/负电源电压绝对值；

如4V的输出，10k的电阻就有40mA，不能承受—你想想，一个运放的输出电流才多大？请注意二楼的回复，Rf实际上是输出负载（阻抗）的一部分，它是要从运放输出端消耗电流的。答：运放输出短路的保护方法很简单，只要用一个小电阻R串接于运放的输出端，如图所示，就能防止输出短路失效。如果这个电阻接到反馈环路内，如图中虚线所示，除输出电压明显下降外（负载为2kΩ时，图中数值情况下，Vo可下降10％），对电路的其它性能无任何影响。答：这个问题与电耗有关。电阻假设在反馈内，比如你这个图，运放管脚的输出就比原理的电压要高。

Cadence virtuoso IC618仿真两级运放

1.放大器增益的单位：分贝(dB)放大器输出与输入的比值为放大倍数，单位“倍”，如10倍放大器，100倍放大器。当改用“分贝”做单位时，放大倍数就称之为增益，这是一个概念的两种称呼。2.电学中的分贝定义的是信号放大倍数的对数，在对电压（电流）与功率放大倍数的定义是不同的；1.电压（电流）放大倍数分贝数定义：，其中K为放大倍数的分贝数，Vo为放大信号输出，Vi为信号输入；2.功率放大倍数分贝数定义：，其中K为放大倍数的分贝数，Po为放大信号输出，Pi为信号输入；

运算放大器的出现，大大降低了硬件模拟前端电路设计的难度。但是对于高精度的模拟信号处理电路中，用好运放也不是一件容易的事，更不用说压着最低的物料成本设计出符合系统要求的运放电路了。高端的电路往往蕴含着简单的设计逻辑，用好运算放大器我们还是得从运放的基本原理开始。当然，本文也不会从最基础的晶体管讲起，默认聪明的你已经有一定的模电的基础。

此电路看似简单，实际原理是当采样电阻的电压变化时，直接反馈到运放的反相输入端，它与同相输入端电压的差值被运放放大，输出控制三极管的基极电流，改变三极管的内阻，从而改变发射极与集电极间的电压降，从而使采样电阻的电压保持不变，以达到负载电流恒定的目的。可变电阻区在输出特性的最左边， Id随着Uds的增加而上升，两者基本上是线性关系 ，所以可以看作是一个线性电阻，当Ugs不同电阻的阻值就会不同，所以在该区MOS管相当就是一个由Ugs控制的可变电阻。在一定的Uds下，D极电流Id的大小是与G极电压Ugs有关的。

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上式说明R7两端的电压和输入电压Vi相等，则通过R7的电流I=Vi/R7，如果负载RL

电学中能够实现信号、功率放大的器件，称为放大器，英文为Amplifier。以放大器为核心，能够实现放大功能的电路组合，称为放大电路。

不知道大家有没遇到这种情况，在计算电路的时候，有时候会突然的忘记一些公式啊啥的，需要回去翻看笔记或者查资料，知其然而不知其所以然。今天跟大家一起来一起推导一遍差分运放的计算过程。计算过程其实归根结底还是根据运放的虚短和虚断。【虚短】虚短指在理想情况下，两个输入端的电位相等，就好像两个输入端短接在一起，但事实上并没有短接，称为“虚短”。虚短的必要条件是运放引入深度负反馈。【虚断】虚断指在理想情况下，流入集成运算放大器输入端电流为零。

当输出减小时，根据分压关系，u+也要减小，也是负的，也就说u+比u-小得更多了，即u+与u-的差值更大了。前面这些有点绕，我们仔细想一下，逻辑是不是这样：当u+不等于u-时，输出就会变化，这个变化又会送回到输入端，图中为u-，进而导致u+与u-的差值变小，差值变小，意味着输入信号变小了（运放的输入是u+ - u-，也就是差值）。因此，不论电路初始状态电压是怎么样的，最终输出都会稳定在5V，而且u+ = u-，因为一旦u+不等于u-，那么在无穷大的放大倍数下，输出必然会变化，最终还是会导致u+ = u-。

如下图：如果我们把运放当作理想的，那么放大电路的增益就是两个电阻的比值，如果要让增益等于2，那么R1和R2分别是2K，1K能达到目的，20K，10K也能达到目的，200K，100K也能达到目的，2Ω，1Ω看着也能达到目的，那么这些阻值都是可以的吗？图中的吸电流应该就是拉电流的意思，我找了对应的英文的手册，里面就是source。如上图的例子，如果R1=2Ω，R2=1Ω，很容算出来，流过反馈电阻的电流是1A，这个电流是从放大器输出来的，显然这个电流太大了，一般的放大器都不会有这么大的驱动能力。

可见该低通滤波器特点是阻尼系数ζ 由电阻R1、R2，C1、C2 的比决定；而固有频率ω0与R1、R2、C1、C2 具体数值有关，即ω0与ζ 独立可调，互不影响。二阶压控低通滤波器电路如图所示，由R1、C1 及R2、C2 分别构成两个一阶低通滤波器，但C1 接输出端，引入电压正反馈，形成压控滤波器。通过选择不同的R1、R2 满足特定的固有频率ω0 、ζ。对于二阶压控低通滤波器来说，当通带放大倍数Aup =1(单位增益)时，图所示电路变为图所示，其中RF=R1+R2。(3) 频率特性参数。

因为这个放大器的偏置电流非常小，不论有没有平衡电阻，输出误差也就在1uV~1.5uV，非常的小，相对于输入失调电压Vos来说，要小得多（这里还没有算放大倍数，失调电压在输出端的影响还需要乘以放大倍数，如果算上，就小更多了）。因此如果用这个放大器，加平衡电阻的意义就不是很大，因为失调电压带来的误差远大于偏置电流引起的误差。上面取绝对值的原因是因为很多放大器的偏置电流和失调电流都是可正可负的，而我们作为设计者要保证最差的情况下也是能满足要求的，因此需要评估最差的情况，最差的情况就是各项取绝对值之后的。

前面说的是IN-和IN+输入管子完全一样的情况，但是我们知道，实际生产中，管子肯定是有一定差别的，这就导致了在IN-和IN+电压一样的时候，导致IC1和IC2不一样，而因为电流镜，IC1=IC4依然成立，这样就导致IC2≠IC4，最终导致Ib≠0。可以看到，这个器件模型是有Vos的，因为Vout都有2V电压了。可以看到，Vos是可以被放大的，如果放大电路的放大倍数很大，那么在输出端看到的误差电压也可能会非常大，我上面举的例子，放大1001倍的时候，输出端的误差已经到2V了，这个时候就需要关注这个参数了。

JFET分立管子用得非常少，我到目前还没用过这个，但是教材上都有这个器件的结构，集成运放也是有这种结构的，其工作的时候，输入端也可以理解为一个PN结，不过是反偏的（通过反偏控制耗尽区的厚度来控制导电沟道的宽度），也就是说电流很小。并且容易想到，如果Vin输入电压靠近正电源轨道+Vs，那么上管D1的反向电压就比较小，而D2的反向电压就比较大，如果D1和D2的工艺完全一样，比如D1的漏电电流要小于D2的漏电流，那么自然IB就是流进放大器的，即IB为正值。因为它们的偏置电流都是反偏PN结的漏电流形成的。

仪表放大器是一种非常特殊的精密差分电压放大器，它的主要特点是采用差分输入、具有很高的输入阻抗和共模抑制比，能够有效放大在共模电压干扰下的信号。本文简单分析一下三运放仪表放大器的放大倍数。

实际ADC端也有一个电阻值，假设这个电阻值为10K，这个ADC端电阻值和分压电阻10K并联后，阻抗变成5K，实际ADC采集到的电压值为1V。在实际的项目中，这样采集到的电压值和理论电压值误差较大，在软件设计中，通过程序对采集到的值进行补偿，补偿后的电压值和实际电压值一样。后级电路的输入电压值，等于电压跟随器输出端的电压值。采集到的电压值和实际电压值不一致的原因，主要ADC采集端也有一个阻抗，外部分压电阻和ADC端电阻值并联后，整个分压电阻值发生变化，因此ADC采集到电压值和理论值不一样。

在学习运算放大器电路的时候，经常需要计算电路的:输入阻抗Ri，输出阻抗Ro，同相端对地等效电阻RP,反相端对地等效电阻RN，这些参数很重要，在学习运放相关电路的时候经常要用到，如果不理解的话，对于后面运放电路的理解就困难重重，那今天就一次性把它说清楚。

反相放大器的公式为Vout=-Vin*Rf/Rin.根据已知的公式，能很轻松的完成设计，但反相放大器与生俱来的有个小缺陷，反相输入放大器的输入阻抗不是很高，而我们在电路设计中一般希望放大器的输入阻抗要高，这样放大器才不会从信号源吸收电流，才不会影响待放大信号以及对电路的放大结果产生影响。对，我们预想的电路是想将输入信号放大10倍，而现在的结果大相径庭，误差足足一倍，而且同样的电路输入不同内阻的信号源，也就是Vin的内阻Rz不同的话，放大结果还会不一样。现在你明白了反相放大器的这个缺点是怎么产生的了吧？

在计算之前，我们再认识一个让我们不太爽的参数，失调电压的温漂，也就是说，上面提到的输入失调电压会随着温度的变化而变化。下图是用于描述实际运放几个关键参数的等效模型。模型中，第一个黄色运放是一个近似的理想运放，只有Auo不是无穷大，其余都是理想的。在运放的负输入端施加一个可调节的直流电压uos，调节uos使得输出电压等于0时，此时的uos即为运放的输入失调电压Vos。下面举例计算一下OPA376，在85℃时的最大失调电压，主要是两部分，一部分是25度时的输入失调电压，另一部分是温度变化引起的失调电压漂移。

在运放电路中，大家可能会经常看到这么几个电容，分别是：1、电源VCC到地2、反馈输入输出引脚之间3、正负两输入端之间的电容就算不要这几个电容，电路好像也能工作，但电路设计一般都会加上，那么这几个电容分别有什么作用呢？关于这个电容的作用，说法很多，不尽相同，如果你有更好的、更通俗的理解，欢迎评论区留言讨论。

这时，我们并上一个电容，相当于人为引入一个零点，把拉下去的相位，拉上来，但是，这个分布电容一般很小，使得它环路增益Aβ等于1的位置非常远，在这么远的频点上，运放早就不能正常工作了。这种耗散功率，以前从来没有考虑过，所以，全部都选择性的忽略了，当遇到功耗要求紧张的需求时，问题就暴露出来了。正相输入电压和反相输入电压体现在仪放内部的R2处，而真正进行输出的电压，是由V1out和V2out体现的，换一句话说，最终增加的电压值平分为两份，一份由V1out提供，它会比V1高，另外一份由V2out提供，它会比V2低。

谈及运算放大器输入时，输入共模电压（VICM）是工程师首先会想到的一个术语，但其可能会带来一定的初始混淆。VICM描述了一个特殊的电压电平，其被定义为反相和非反相输入引脚（图1）的平均电压。图 1 运算放大器的输入共模电压它常常被表示为：思考VICM的另一种方法是，它是非反相和反相输入即VIN (+)和VIN (–)常见的电压电平。

此时偏置电流主要为电流源IS2/IS3与BJT所需要的偏置电流之间的差值，因此这个偏置电流可能为流入放大器的输入脚，也可能从放大器同反相输入脚流出。通常通过偏置电流补偿的运放其偏置电流与失调电流的数量级相当。同时也应该避免定式思维，在添加Rb电阻之前应该考虑是否需要这个电阻，以图 2中的ADA4622为例，在极限情况下其偏置电流最大为1.5nA，如果使用的电阻有R1//R2=1k那么由于偏置电流产生的电压为1.5uV，因此在设计电路时候需要考虑这1.5uV的直流偏置是否会对感兴趣的信号产生影响。

输入偏置电流Ib是从运放的输入管脚上流入的电流，这个电流可以等效为运放的每个输入管脚连接的电流源模型，如下图所示的Ib+与Ib-。理想情况下Ib+与Ib-应该是完全相等的，那么此时它们带来的影响可以相互抵消，但是实际中两个参数很难完全相等，那么这两个管脚输入偏置电流的差异就被定义为了输入失调电流Ib_os(input basic offset current)，如果Ib_os的电流足够小，则可以通过匹配每个输入管脚上的阻抗，以此来抵消输入失调电流带来的偏置（后面3.2节讲解）。

【电路笔记】LM358运放电路参数设计实验目的：利用LM358放大电路对电流取样信号进行放大，且模拟浪涌状态，外加300K的干扰信号，分析运放输出波形的变化，选取合适的参数。

只需要3个公式就可以了，其中Uw是白噪声有效值，Un是1/f噪声有效值，fb是上限频率，仿真里和手册里都是1000Hz，fa是下限频率，仿真里和手册里都是1Hz。图1-6 是运放的噪声曲线，几乎每一个运放都会给出这样的曲线图，第一行是时域的峰峰值噪声图，主要以0.1Hz-10Hz为主（加入了滤波功能，只观察0.1Hz-10Hz这部分的噪声），这一部分以闪烁噪声为主，闪烁噪声随着频率的增加越来越小，与频率成反比，见图中的第二行图起始位置，因此也被叫做1/f噪声。什么是闪烁噪声、什么是白噪声？

新型高性能模数转换器(ADC)设计师的目标之一是放宽对外部输入放大器和基准的设计要求，他们的通常做法是内置针对模拟和基准输入的集成式缓冲器。然而，对于高性能ADC而言，在信号链中添加任何元件都会降低整体性能。设计优先事项包括优选硅工艺、电路精心设计以及良好的布局和IC封装，以优化电压偏移、增益、信噪比(SNR)和总谐波失真(THD)等诸多指标。添加传统的缓冲器会影响这些指标，而且很多时候，这些缓冲器会成为高性能ADC中的主要误差源。预充电缓冲器是针对传统缓冲器的一种替代方案，如图1所示。

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放大器（简称“运放”）是具有很高放大倍数的电路单元。运算放大器是一个内含多级放大电路的电子集成电路。分别是输入级，中间级，发大级还有偏置电路。红色绿色蓝色分别是输入级，中间级和输出级。输入级采用具有很强零点漂移抑制能力的差动放大电路，中间级常采用争议较高的共发射级放大电路，输出级一般采用带负载能力很强的功率放大电路，偏置电路的作用是为各级放大电路提供了工作电压。.........

汽车低噪声音频运放的选型要点时间：2020-01-06 09:12:05 作者：高杨本文着重从音频运放MC33078的一些基本参数讲起，重点介绍在设计中需要注意的一些参数，以满足系统和功能的一些运用。最后将常用的音频放大器做了重点参数的对比，来加深一下对于这些参数的理解。运算放大器在汽车电子设计中有着广泛的应用，其基本的功能有两个：信号调理与驱动。对于车载的音频放大器来说，也同样适用。本文着重从音频运放MC33078的一些基本参数讲起，重点介绍在设计中需要注意的一些参数，以满足系统和功能的一些运用。