920MHz高效率整流电路设计

920兆赫无线电力传输高效率整流电路设计

摘要

近年来，可穿戴设备在医疗和福利领域受到越来越多的关注。通过将可穿戴设备附着于患者身上，可实现对患者生物信息的持续检测与管理。然而，由于需要长时间运行，电池重量以及更换电池的麻烦成为问题。为解决这一问题，考虑采用无线电力传输供电以实现无电池化。本研究针对可穿戴设备设计了用于无线电力传输的920兆赫高效率整流电路。在整流电路的仿真中，射频‐直流转换效率达到90%。在测量中，最大射频‐直流转换效率为85%。

索引术语 —无线电力传输，可穿戴设备，整流电路，高效率

引言

近年来，在医疗和福利领域，用于持续管理生物信息的可穿戴设备受到越来越多的关注。图1展示了医疗领域应用中的可穿戴设备示例。医疗用可穿戴设备通常附着于患者身体表面，用于测量心率和体温等生物信息，并通过通信将数据发送出去。这种方式使得佩戴者能够持续监测自身健康状态。然而，由于这些设备需要长时间佩戴在人体上，电池的重量以及更换电池的麻烦成为问题。

为解决上述问题，正在研究通过无线电力传输实现无电池化。在为可穿戴设备提供无线电力传输的应用中，如图1所示，可通过同一根天线同时实现数据通信。这一方案类似于射频识别（RFID）应用。因此，考虑使用900 MHz频段频率为可穿戴设备传输电力。在此类应用中，由于天线靠近人体，需考虑对人体的影响。为了减轻这种影响，倾向于采用低辐射功率且可安全使用的频率。换句话说，需要一种即使在低输入功率下也能高效工作的整流电路，以便在较低的传输功率条件下仍能满足通信模块所需的电能。通常情况下，整流电路的射频‐直流转换效率随着输入功率的降低而下降。在以往针对900 MHz频段的研究中，仅在高输入功率条件下[1]，射频‐直流转换效率最高约为80%。而在低输入功率条件下的研究中，射频‐直流转换效率的最大值仅为30%[2]。因此，本研究的目标是提高900 MHz频段低输入功率整流电路的效率。

为此，设计并实现了一种无需外部偏置，射频‐直流转换效率可达到95%以上的整流电路。在实现了900 MHz频段整流电路射频‐直流转换效率的初步验证后，进一步致力于通过优化和小型化实现超过50%的射频‐直流转换效率。本文介绍了920 MHz整流电路的设计与仿真结果。为实现高效率，设计了采用肖特基二极管并优化其尺寸的整流电路。此外，还考虑了输入匹配网络和输出匹配网络的集成，并提出了将这些元件整合到整流电路中的设计方案。

增强型自偏置整流电路原理

图2展示了增强型自偏置单支整流电路的结构，这是本研究设计的整流电路的基本原理。如图2所示，整个整流电路主要由输入匹配网络、肖特基二极管和输出匹配网络组成。该整流电路的工作原理如下：输入匹配网络是一个将接收到的射频功率进行阻抗匹配的电路；而输出匹配网络则是对二极管非线性特性产生的谐波成分进行处理的电路。输入匹配网络的信号经过肖特基二极管进行半波整流。

由于肖特基二极管的非线性特性会产生谐波。通过对二极管半波整流后产生的谐波信号进行处理，输出匹配网络可实现全波整流。

其中，设Z0为线路的特征阻抗，fi为工作频率。此时，假设存在于输出匹配网络终端的电容$C与理想电压源串联的电路的阻抗为Zl，并且当肖特基二极管导通时，输出匹配网络所呈现的阻抗如式(1)所示。

在此，设Zl = 1 Ω，线路的电长度B = 0。在式(1)中，

当(3=(2n/λ) × 2n (n=0,1,2,…)时，产生奇次谐波；
当(3=(2n/λ) × (2m+1) (n=0,1,2,…)时，产生偶次谐波。因此，
在奇次谐波情况下，电感短路，Zin = Zl；
在偶次谐波情况下，电感趋于无穷大，Zin = Zq/Zl。假设输出匹配网络终端的电容$C为理想电压源，即奇次谐波电压趋于极大，而Zq → 0，此时奇次谐波短路，偶次谐波开路。因此，在理想的增强型自偏置半波整流过程中，到达输出端的电流分量为偶次谐波，从而可将其视为具有tt.周期的周期信号而实现全波整流。此时，负载电阻RJPBE上的直流电压为Vout，而施加在肖特基二极管上的峰值反向电压最大值为√2倍的Vout。因此，在理想的增强型自偏置整流电路中，仅需一个肖特基二极管即可实现全波整流，整流效率可达100%[3]。然而，由于肖特基二极管实际工作在非线性区域，整流效率实际上低于100%。

表1	GaAs肖特基二极管参数
参数	数值
击穿电压 By (V)	7
导通电压 Vbi (V)	0.7
势垒电容 Cj0 (pF)	0.2
理想因子 N	1.08
穿透电流 Is (nA)	0.0005

增强型自偏置整流电路相较于传统整流电路的优势在于，仅需一个肖特基二极管即可实现全波整流。因此，可以减少因多个二极管带来的导通损耗，从而实现更高效率的整流电路。

整流电路设计

A. 整流电路仿真条件

本研究中采用的电路仿真环境为Keysight Technologies的Advanced Design System (ADS)。所用封装型号为NP0000N000的GaAs肖特基二极管，参数如表1所示。所用肖特基二极管为砷化镓二极管（GaAs diode），参数如表2所示。电路仿真采用谐波平衡法，这是一种通过计算多个谐波分量来精确模拟非线性电路行为的方法。仿真频率为f0 = 920 MHz，并计算了前10个谐波分量。

整个电路主要由微带线构成，介质基板厚度Hd为2.46 mm，以实现50 Ω的特征阻抗。

B. 输入滤波器设计

输入匹配网络的作用是使来自天线的输入信号顺利通过，同时抑制从输出端反射回来的谐波。因此，本设计采用了带阻滤波器结构，以有效抑制偶次谐波功率。图3展示了所设计的电路结构。

图3中带状线的长度分别设定为对基波、二次、三次和四次谐波呈现90°电长度。表3列出了图3中各传输线的长度。

图4展示了通过电磁仿真和实际测量得到的所设计输入匹配网络的S21性能曲线。频率从0.9 GHz到9.2 GHz以10 MHz步长进行扫描。

表4显示了在仿真和测量中基波、二次、三次和四次谐波的S21衰减值。由表4可知，偶次谐波增益均低于-20 dB，满足抑制要求。

C. 输出滤波器的设计

输出匹配网络的作用是针对肖特基二极管非线性特性所产生的谐波，实现奇次谐波短路而偶次谐波开路。在增强型自偏置整流电路理论中采用的理想电压源模型，在实际电路中表现为随频率变化的阻抗特性，无法自然实现对谐波的有效控制。因此，在本仿真中，未使用实际电容，而是在并联的一段主传输线上设置了带阻滤波器结构，使该电路对奇次谐波呈现短路响应。图5展示了输出匹配网络的电路结构。表5列出了各节带状线的长度。

在本仿真中，通过在并联主传输线上设置针对1、2、4和6次谐波、相位为90°的带阻滤波器结构，实现对奇次谐波的短路。图6展示了通过电磁仿真和测量得到的5阶设计输出匹配网络的性能曲线。由图6和表6可知，输入端在四次谐波处表现出良好的抑制效果。

D. 整流电路仿真与测量结果

基于前述输入/输出匹配网络的结构参数与性能数据，在ADS中构建了如图7所示的完整整流电路，并采用谐波平衡法进行仿真。通过参数优化方法对传输线长度L15、L16、输入功率Pin以及负载电阻RJPBE进行了优化，以最大化射频-直流转换效率。其中，输入功率Pin从0.1 W扫描至58 W。负载电阻RJPBE的参考值通过公式 $ R_{\text{load}} = \frac{\pi}{4} \cdot \frac{V_{\text{out}}}{I_{\text{out}}} $ 计算得出，并在其±20%范围内以10 Ω为步长进行调整。传输线长度以0.02 mm为步进进行微调。

优化完成后，将仿真所得电路版图导出并加工制作成实物，随后进行电磁仿真验证，并将电路实物用于实际测试。表7展示了仿真中射频-直流转换效率达到最大时的各项参数。由表7可知，仿真中射频-直流转换效率的最大值为90.116%。

图8展示了在最大效率状态下，肖特基二极管两端的电压、电流以及输出直流电压的时间域波形。由图8可见，二极管峰值反向电压 $ V_d $ 的最大值约为输出电压 $ V_{\text{out}} $ 的√2倍，与增强型自偏置整流电路理论相符。

图9展示了所研制整流电路的仿真与实测射频-直流转换效率、反射系数及输出直流电压随输入功率的变化曲线（f = 920 MHz）。负载电阻 $ R_{\text{JPBE}} $ 设定为400 Ω。测量中输入功率从0.1 W逐步增加至3.5 W。当输入功率为3.0 W时，实测获得的最大射频-直流转换效率为85.822%。

结论与未来展望

本研究设计了一款工作频率为f = 920 MHz的高效率整流电路。设计了输入匹配网络和输出匹配网络，并采用将电磁仿真结果作为电路模型参数的建模方法完成了整流电路的设计。肖特基二极管选用参数如表2所示的砷化镓二极管。通过优化输入功率Pin、微带线长度以及负载电阻RJPBE，以最大化射频-直流转换效率。仿真结果显示，最大射频-直流转换效率达到90.116%，实测结果为85.822%。在所研制的电路实现90%以上的射频-直流转换效率基础上，下一步将致力于进一步提升功率容量并减小电路尺寸，以推动其在可穿戴设备中的实际应用。