BOOST电路的节点电压和电流分析

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本文深入探讨了Boost电路的工作原理，通过Multism仿真分析了电路在充电和放电过程中的节点电压电流变化。在充电阶段，电感电流线性上升，电容为负载供电；在放电阶段，电感储能经二极管传至输出，同时直流电源直接为负载供电。通过电容电流波形分析，展示了斩波式的输出电流特性。

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本文主要借助于Multism研究boost电路各个节点的电压电流波形，从而更好的理解boost的拓扑。

一、简单了解boost拓扑的工作原理

图1-1

如上图所示，boost电路有两个工作过程：充电过程和放电过程。首先在multism上设计boost电路如下：

充电过程：

当开关管打开时，输入电流流过电感，能量从输入直流电源传输给电感，二机管被反偏，从而使没有能量传输给输出端的

如下波形，红色为电感电流，紫色为开关节点SW的电压值

图-2 PWM和电感电流波形

从上述波形分析可知，在开关管打开时，走Ton的环路，此时直流电源给电感充电，电感电流线性上升。

由紫色的SW节点电压波形分析可知：

  • 开关管打开时为Vsw=0.5V
  • 开关管关闭时为Vo+Vd=8.4V

在开关管打开过程中对电感两端电压进行分析:

电感两端压差为Vin-Vsw=4-0.5=3.5v

二极管两端的压差为V0-Vsw=7.2-0.5=6.7V此时二极管被反偏，防止电容对地放电。

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<think>嗯，用户现在遇到了Boost电路在输入电压接近输出电压时产生震荡的问题，这确实是个经典又棘手的情况。从用户引用的资料来看，他应该是个电源工程师或者电子爱好者，已经对Boost拓扑有基础了解，但可能在实际调试中卡在了稳定性问题上。 注意到用户引用的三篇资料其实给出了不同角度的线索：引用[1]提到交错并联Boost可以改善性能，引用[2]涉及电压环补偿，引用[3]则提供了Buck电路尖峰优化的思路。虽然最后这篇是关于Buck的，但其中调节驱动速度的方法对Boost也有参考价值。 用户的上个问题是将四开关Buck-Boost改为Boost，现在紧接着问震荡问题，很可能是在改造后的电路板上遇到了实际问题。需要特别注意：改造后的Boost电路可能继承了原PCB布局的某些缺陷，比如反馈走线过长或功率回路不对称。 针对输入输出电压接近时的震荡，核心矛盾在于此时占空比D接近0（因为$D=1-\frac{V_{in}}{V_{out}}$），导致三个关键问题： 1）功率管导通时间极短，电流采样困难 2）电感电流可能进入DCM不连续模式 3）误差放大器输出饱和 解决方案必须从硬件和软件双管齐下。硬件上要优化电流检测（比如用差分探头直接测电感电流），软件上则要重点调整补偿网络。引用[2]提到的Pin13外接RC网络就是关键突破口，这个补偿电容的取值需要根据实际穿越频率计算。 特别要提醒用户的是，当$V_{in}≈V_{out}$时，传统电压模式控制极易失稳。此时采用平均电流控制模式是更好的选择，如引用[1]提到的交错并联结构本质上也是通过多相均衡来缓解单相控制压力。不过考虑到用户是改造现有单相电路，建议优先尝试修改补偿参数。 最后关于驱动速度调节，虽然引用[3]针对的是Buck电路，但Boost同样适用——在BOOT引脚串联电阻能减缓上管开通速度，从而降低SW节点电压变化率(dv/dt)，这对抑制震荡有奇效。不过要权衡开关损耗的增加。</think>针对Boost电路在输入电压接近输出电压时（$V_{in} \approx V_{out}$）产生的震荡问题，结合稳定性分析与工程实践，提供以下系统解决方案： --- ### 一、震荡根源分析 当 $V_{in} \approx V_{out}$ 时： 1. **占空比极限化** 由 $V_{out} = \frac{V_{in}}{1-D}$ 得 $D \rightarrow 0$，开关管导通时间极短（$T_{on} < 100ns$），易导致： - 电流采样信号失真 - 控制环路延迟占比增大 2. **右半平面零点(RHPZ)影响** 在低占空比下，RHPZ频率降低至： $$f_{RHPZ} = \frac{(1-D)^2 R_{load}}{2\pi DL} \quad \xrightarrow{D \to 0} \quad \text{接近控制带宽}$$ RHPZ引入相位滞后，破坏稳定性[^2]。 --- ### 二、硬件级优化措施 #### 1. **电流检测增强** - **采样拓扑优化** 采用差分放大电路直接检测电感电流（而非MOSFET电流），避免低$D$时采样窗口不足： ```plaintext 方案对比： 传统方案：MOSFET Rds(on)采样 → D↓时采样脉冲过窄 改进方案：L两端接高精度电流互感器 → 获得完整电流波形 ``` - **增加采样保持电路** 在Q3关断瞬间锁存电流值，避免PWM脉宽失真。 #### 2. **驱动速度调节（引用[3]方法扩展）** - **BOOT引脚串联电阻($R_{boot}$)** ![](https://example.com/boost_boot_res.png) 通过增大$R_{boot}$降低栅极充电速度，减小开关瞬态$dv/dt$： $$t_{rise} \propto R_{boot} \cdot C_{iss}$$ 经验值：$R_{boot} = 2.2-10\Omega$（实测SW振铃<5%时最佳）[^3]。 #### 3. **输入/输出电容重构** | 参数 | 改造要求 | 目的 | |---------------|--------------------------|--------------------------| | 输入电容$C_{in}$ | 改用低ESR聚合物电容 | 抑制输入电压纹波耦合 | | 输出电容$C_{out}$| 增加X7R陶瓷电容(≥22μF) | 降低高频环路阻抗 | --- ### 三、控制环路设计 #### 1. **补偿网络参数调整** - **Type II补偿器重构**： ![](https://example.com/boost_compensation.png) 当$D<0.2$时需增大积分电容$C_1$： $$C_1 = \frac{1}{2\pi f_{cross} R_2} \cdot \frac{1}{(1-D)} \quad (f_{cross} \text{为穿越频率})$$ 示例：若$D=0.1$, $f_{cross}=10kHz$, $R_2=10k\Omega$ → $C_1 \geq 1.6\mu F$ #### 2. **运行模式强制** - **禁用脉冲跳跃(Pulse Skipping)** 配置控制器为强制连续导通模式(FCCM)，避免DCM模式下的次谐波震荡。 - **最小导通时间限制** 设置$t_{on-min} > 150ns$（通过控制器TIMER寄存器），保证有效采样。 --- ### 四、进阶稳定性方案 1. **斜坡补偿注入** 在电流检测信号上叠加斜率$m_a$的斜坡： $$m_a > \frac{1}{2} \cdot \frac{\Delta I_L}{T_{sw}} \quad (\Delta I_L \text{为电感纹波})$$ 可压制次谐波震荡（尤其当$D>0.5$时需激活）。 2. **电压前馈控制** 引入输入电压$V_{in}$前馈，修正占空比指令： $$D_{comp} = D_{ref} \cdot \frac{V_{in-nom}}{V_{in-real}}$$ 消除输入波动对环路增益的影响[^2]。 3. **交错并联技术（引用[1]）** 采用双相Boost交错并联： - 输入电流纹波降低50% - 等效开关频率加倍，带宽提升 - 相位错开180°抵消RHPZ影响[^1] --- ### 五、实测验证流程 1. **Bode图扫描** 使用网络分析仪测量环路增益： - 要求相位裕度$PM > 45°$ ($D<0.2$时) - 增益裕度$GM > 10dB$ 2. **动态负载测试** - 20%-80%阶跃负载下，输出电压过冲$< \pm 3\% V_{out}$ - 恢复时间$< 100\mu s$ > ⚠️ **关键检查点** > - SW节点波形在$V_{in}=0.95V_{out}$时无振铃（示波器带宽≥100MHz） > - 电感电流无次谐波振荡（FFT分析<1%能量） --- ### 拓扑稳定性对比 | 方案 | 相位裕度(PM) | 成本 | 适用场景 | |---------------------|--------------|--------|------------------| | 单相Boost+补偿 | 35°-45° | $ | 中功率($P_o<150W$) | | 斜坡补偿 | 40°-50° | $$ | 宽输入范围 | | **交错并联Boost** | **>60°** | $$$ | 高功率/低纹波[^1] |
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