雷达系统学习笔记（十）——合成孔径雷达3_点阵目标条带模式合成孔径雷达全孔径回波-优快云博客

本文链接：https://blog.youkuaiyun.com/fengying2016/article/details/80517122

本文详细介绍了合成孔径雷达(SAR)的工作模式及处理算法，并深入探讨了常规SAR数字信号处理器的设计要点，包括信噪比计算、主要参数间的关系及相位误差的影响。此外，还概述了SAR技术的发展趋势。

摘要生成于 C知道，由 DeepSeek-R1 满血版支持，前往体验 >

第十章合成孔径雷达

10.4 合成孔径雷达的工作模式

10.4.1 概述

10.4.2 常用的SAR工作模式简介

1、SAR的不同工作模式

条带合成孔径雷达
扫描合成孔径雷达
聚束合成孔径雷达
双站合成孔径雷达
干涉合成孔径雷达

2、干涉仪合成孔径雷达原理简介

10.5 SAR处理算法

目前SAR成像算法有：距离多普勒算法（RD）、二次距离压缩算法（SRC）、Chirp Scaling算法（CS）、波数域算法（wK）、谱分析算法（SPECAN）、频率变标算法（FS）和极坐标格式（PFA）算法等。
所谓距离徙动是雷达直线飞行对某一点目标观测时的距离变化，即相对于慢时间系统响应曲线沿快时间的时延变化。

10.6 常规SAR数字信号处理器

10.7 合成孔径雷达的系统考虑

10.7.1 信号强度考虑

采用线性调频脉冲压缩合成孔径处理，那么

S N = τ Δ f T Δ f d P t G 2 σ λ 2 ( 4 π ) 3 R 4 k T 0 B F n

$\frac{S}{N}=\tau \Delta fT\Delta f_d \frac{P_tG^2\sigma \lambda^2}{(4\pi)^3R^4kT_0BF_n}$

采用线性调频脉冲压缩而获得的处理器增益为 $\tau \Delta f$ ( $\tau$ 脉冲， $\Delta f$ 脉冲)。 $T \Delta f_d$ 表示由合成孔径处理获得的处理增益。
目标被真实天线波束照射的时间T等于 $Rλ/v_aD_x$ ，雷达的脉冲重复频率 $f_r$ 至少为最大多普勒频率的二倍，这样就有

S N = τ Δ f f r P t G 2 σ λ 3 2 ( 4 π ) 3 R 3 k T 0 B F n D x v a

$\frac{S}{N}=\frac{\tau \Delta f f_rP_tG^2\sigma \lambda ^3}{2(4\pi)^3R^3kT_0BF_nD_xv_a}$

①其中 $P_{av}=P_t\tau f_r$
② 接收机带宽B通常选择得与调频带宽相匹配。
信噪比的表达式有

S N = P a v G 2 σ λ 3 2 ( 4 π ) 3 R 3 k T 0 F n D x v a

$\frac{S}{N}=\frac{P_{av}G^2\sigma \lambda ^3}{2(4\pi)^3R^3kT_0F_nD_xv_a}$

把天线增益G用有效孔径 $A_e$ 来表示，即 $G=4\pi A_e/\lambda^2$
假设天线为椭圆形，半轴尺寸为Dx和Dy，利用系数为50%，则有：

A e = π 8 D x D y \to S N = π P a v D x D 2 y σ 512 R 3 k T 0 F n D x v a λ

$A_e=\frac{\pi}{8}D_xD_y \rightarrow \frac{S}{N}=\frac{\pi P_{av}D_xD_y^2\sigma }{512R^3kT_0F_nD_xv_a\lambda}$
（采用了脉冲压缩和合成孔径雷达技术的雷达接收机输出的信噪比）

10.7.2 主要参数间的相互制约关系

假定飞机高度h和速度 $v_a$ 已经确定，频率已经选定 $(f_0,\lambda)$ ，系统设计需要解决：①空间分辨力；②测绘带和脉冲重复频率，因为它们是相互制约的，不能割裂开来单独作任意选择。我们从避免距离模糊和方位模糊两方面进行分析。
避免距离模糊
在常规雷达里，如果脉冲重复频率 $f_r$ 选得太高，就会引起距离模糊。因此，重复频率 $f_r$ 选择必须满足下列关系：

f r ⩽ c 2 R m a x, T r ⩽ 2 R m a x c

$f_r\leqslant \frac{c}{2R_{max}},T_r\leqslant \frac{2R_{max}}{c}$
这表示，最大距离处目标回波的到达时刻应该在第一个重复周期之内。

对SAR要求：首先，从测绘带范围内来的目标回波应在同一重复周期内到达。设测绘带两端最短和最长距离分别为R1，R2，则 $f_r$ 为：

( n - 1 ) c 2 R 1 ⩽ f r ⩽ n c 2 R 2

$\frac{(n-1)c}{2R_1}\leqslant f_r\leqslant \frac{nc}{2R_2}$

但由于天线旁瓣发射的能量也照射地面，因而总有一些回波与测验带来的回波在某一周期内同时到达天线，从而引起距离模糊。为了定量研究这类距离模糊的严重程度，通常用距离模糊比来表示
距离模糊比：

R r = 从 所 有 模 糊 区 来 的 回 波 输 出 总 功 率 从 规 定 的 测 绘 带 来 的 回 波 输 出 总 功 率

$R_r=\frac{从所有模糊区来的回波输出总功率}{从规定的测绘带来的回波输出总功率}$

R r = 从 第 一 旁 瓣 引 起 的 模 糊 去 来 的 回 波 输 出 功 率 从 测 绘 带 来 的 回 波 输 出 功 率

$R_r=\frac{从第一旁瓣引起的模糊去来的回波输出功率}{从测绘带来的回波输出功率}$

根据雷达方程，可求得

R r = G 2 a R 4 δ s G 2 R 4 a δ s a

$R_r=\frac{G^2_aR^4\delta _s}{G^2R^4_a\delta _{sa}}$

$G_a$ ：表示第一模糊区的天线增益；
$R_a$ ：模糊区的斜率；
$\delta _{sa}$ ：模糊区的方位分辨率。

降低模糊比的方法：压低天线距离向的第一旁瓣以得到较小的 $G_a/G$ 的值，选择较低的重复频率以得到较小的 $R^4/R^4_a$ 。此外，模糊区的分辨力 $\delta _{sa}$ 一定比测绘区的分辨力 $\delta _s$ 差（ $\delta _{sa}<\delta _s$ ），这是因为雷达系统中的处理器总是调到与测绘带来的回波信号相匹配，而模糊区带来的回波信号，由于斜距 $R_a>R$ ，多普勒信号的调频斜率与斜距有关，肯定与处理器是失配的，因而引起模糊区分辨力 $\delta _{sa}$ 变坏。这也有利于降低模糊比 $R_r$ 。
$f_r$ 不但有一个上限，还应该有个下限，由多普勒信号带宽决定，即由方位分辨力 $\delta _s$ 的要求决定。
$f_r$ 的脉冲串等效于对一个线性调频连续波信号的抽样， $f_r$ 就是抽样频率。即 $f_r$ 的下限应为：

f r \geq Δ f d = 2 v 2 a λ R 0 T s

$f_r\geq \Delta f_d=\frac{2v^2_a}{\lambda R_0}T_s$

上式也可写成：

f r \geq v a / δ s

$f_r \geq v_a/\delta _s$

如果 $v_a$ 固定，则方位分辨力要求越高， $f_r$ 的下限越大，因为 $delta _s$ 要求越高，多普勒带宽要求越宽，抽样频率也响应要求越高。
上式还可以改写为：

δ s \geq v a / f r = v a T r

$\delta _s\geq v_a/f_r=v_aT_r$

上式表示，在一个重复周期内前进的距离不能大于一个分辨单元。

SAR的脉冲工作方式也会带来方位模糊
在合成孔径长度 $L_s$ 内，由于真实小天线脉冲工作结果，形成一种类似于双程相移的线阵天线。

E s = | s i n [ ( 2 N + 1 ) 2 π λ Δ x θ ] s i n 2 π λ Δ x θ |

$E_s=|\frac{sin[(2N+1)\frac{2\pi}{\lambda}\Delta x \theta]}{sin\frac{2\pi}{\lambda} \Delta x \theta}|$

式中，2N+1表示合成孔径时间内雷达发射的脉冲个数；Δx为真实小天线发射脉冲的间距： $\Delta x=v_aT_r=v_a/f_r$ 。
峰值点的位置可有下式求出：

θ = n λ 2 Δ x （ n = 0, \pm 1, \pm 2.... ）

$\theta=\frac{n\lambda}{2\Delta x} （n=0,\pm1,\pm2.... ）$

相互间隔为： $\theta _n=\frac{n\lambda}{2\Delta x}$
方位模糊就是由这种栅瓣型多峰值造成的。
定义方位模糊比：

R a = 从 所 有 方 位 模 糊 区 来 的 回 波 输 出 总 功 率 从 测 绘 带 来 的 回 波 输 出 功 率

$R_a=\frac{从所有方位模糊区来的回波输出总功率}{从测绘带来的回波输出功率}$

R a = 从 第 一 模 糊 区 来 的 回 波 输 出 总 功 率 从 测 绘 带 来 的 回 波 输 出 功 率

$R_a=\frac{从第一模糊区来的回波输出总功率}{从测绘带来的回波输出功率 }$

抑制方位模糊的办法是对真实天线的方向图加权。
若真实天线的方向孔径为D，设其孔径处场强均匀分布，则其方向图为：

E r = | s i n π ( D / λ ) θ π ( D / λ ) θ |

$E_r=|\frac{sin\pi(D/\lambda)\theta}{\pi(D /\lambda)\theta}|$

其第一零点位置在 $\theta=frac{\lambda}{D}$ ，和成天线的实际方向图为：

E s w = E r E s = | s i n [ π ( D / λ ) θ ] π ( D / λ ) θ | \cdot | s i n [ ( 2 N + 1 ) 2 π λ ] ( 2 N + 1 ) 2 π λ Δ x θ |

$E_{sw}=E_rE_s=|\frac{sin[\pi(D/\lambda)\theta]}{\pi(D/ \lambda)\theta}|\cdot | \frac{sin[(2N+1)\frac{2\pi}{\lambda}]}{(2N+1)\frac{2\pi}{\lambda}\Delta x\theta}|$
为了尽量抑制栅瓣，尽量减小方位模糊，使真实天线方向图的第一零点与第一栅瓣的位置重合，或使其位置小于第一栅瓣所在的位置，即

θ = λ D \leq λ 2 Δ x ， 2 D \leq 1 Δ x

$\theta=\frac{\lambda}{D}\leq \frac{\lambda}{2\Delta x}，\frac{2}{D}\leq\frac{1}{\Delta x}$

因为 $\delta_s=\frac{D}{2}$ ，有 $\frac{v_a}{\delta _s}\leq\frac{v_a}{\Delta x}=f_r$
即：要降低方位模糊比，真实天线的方位向主瓣不能太宽，即不能超过 $E_s$ 的第一栅瓣。这就限制了合成孔径长度Ls，从而限制了多普勒频带和方位向理论分辨力 $\delta _s$ 。
从抑制距离模糊和方位模糊的要求出发：
① fr 有一个下限， $f_r\geq v_a\delta_s= \Delta f_d$ ，如果 $f_r$ 选得太低就会丢失信息；
②为了抑制距离模糊，测绘带必须位于同一重复周期之内，测绘带与 $f_r$ 有一定的制约关系。
③为了降低距离和方位的模糊比，关键措施有两条：一是适当压缩真实天线在距离向和方位向的主瓣宽度；二是压低真实天线的旁瓣。第一条当然要影响测绘带宽度和合成孔径长度，使方位分辨力变坏。第二条措施看来是最重要的，但是这会增加天线设计的难度。