基于CGH40010F的寄生网络提取及PA Class分析 - Part II

写在前面：因为工作的原因，最近在做宽带高效功放，分享了上一篇Part I介绍CGH40010F的新型漏极输出寄生网络，出乎意料收到了很多同学、业界的交流意见。仿真工程已经陆续发送给私信的朋友，如有朋友没收到，可以私信邮箱。

1.Steve Cripps LoadLine理论

对于一个射频功率管来说，可以将其看做是由一个理想压控电流源和电抗网络组成，该电抗网络一般是由于芯片版图Die和Package的寄生形成的。在一些应用场景中，工程师可以合理利用这些寄生参数用来设计内匹配功率管。下图是一个典型的功率管内部封装图，包含了芯片、匹配电容和bondwire。

图1.实际的功率管

如下图所示，Plane A是理想电流源平面，在该平面上Ropt只有实部，没有电抗成分。随着一个3pF接地电容(对GaN HEMT来说一般是由于Die layout 寄生的Cds和drian对地的寄生电容)和一个2nH的串联电感（一般是drain layout 走线电感、bondwire和lead电感组成），理想电流源处的plane A转变到了plane B（封装后的管脚位置），由于寄生的电容电感导致的色散效应，不同的频率对应的Ropt不再重合。 

图2.从本征电流源到实际的管脚

因为有了内匹配和封装产生的寄生网络，工程师在设计时无法触及到功率管内部本征电流源平面处（plane A）的电压和电流波形，而这些信息在设计一些高效宽带比如Class B/E/F/F-1/J/Continuous Mode的功率放大器来说是必要的，也是极其重要的信息。

2.漏极寄生网络的详细解释（GaN HEMT为例）

图3.GaN HEMT Die layout

图4.笔者设计完成的一款GaN HEMT Package功率管

图5.图3、4中 GaN HEMT的等效寄生网络

图3是GaN HEMT Die的版图，Cds/Rds主要是由该芯片版图的寄生形成；图4是笔者之前完成的一个GaN HEMT功率管Package示意图。Lsource/bondwire L&R以及Clead主要在此过程形成。

1.Rds：GaN 漏源电阻，通常很大，kohm以上的量级

2.Cds：GaN 漏源寄生电容，会随着漏极电压变化而变化

3.Lsource：源端和理想回流地之间的寄生电感

4.bondwire L/R：金丝键合线的等效电感和电阻

5.Clead：Package lead对地形成的寄生电容

三. 使用Part I漏极寄生网络Loadpull 0.5/3.5/6GHz （Class F config）

有同学咨询Part I中的漏极寄生网络是否需要分段优化？通常来说对于Sub-6GHz频段，图5中的寄生网络参数已经可以完全覆盖该频段使用。在这个频段内，寄生网络中的参数的值随频率变化基本是不变的。当然 如果需要极高的精度，可以适当增加该寄生网络的复杂程度，分段优化也是可以的。下面我用Part I中提到的漏极寄生网络来loadpull 0.5-5GHz,来验证该网络是否可以用在低频到高频。

0.5GHz

3.5GHz

5GHz

结论：从上面三张图可以看出0.5GHz\3.5GHz\5GHz Loadpull contour中对应的最大功率和最高效率圆的圆心都位于实轴上，而且等高圆均匀性较好。验证了Part I中新型漏极输出寄生网络可以应用在较宽的范围。